具有可控发送信号质量恶化的多载波调制解调器发射机

摘要

一种具有调制解调器的电信系统，该调制解调器具有连接到数据传输模块的控制模块，该数据传输模块包括适合于经由通信线路传送信道的发射机，所述信道借助于调制的信号传输用户数据，该调制具有可变的比特负载。所述数据传输模块包括连接到所述发射机的人工噪声发生器，其由所述控制模块控制以将人工噪声注入所述发射机中。所述人工噪声用于影响由所述数据传输模块传送到所述通信线路的信号，并且可以被加入到在所述发射机的传送时域处理模块或者传送频域处理模块中的数据信号中。所述系统对于Δ容限大于3dB的DSL应用而言是特别有利的。其对于具有50个用户的ADSL电缆而言相当于低于4000米的距离。

说明书

技术领域

本发明涉及一种具有调制解调器的电信系统，该调制解调器具有连接到数据传输模块的控制模块，该数据传输模块包括适合于经由通信线路传送至少一个信道的发射机，所述信道适合于借助调制的信号传输用户数据，该调制具有可变的比特负载(bitload)。

背景技术

这种具有能够以不同比特负载/数据速率工作的调制解调器的电信系统通常是在现有技术中已知的。其中，所述比特负载/数据速率基于当前的信道条件，通常源于尺寸。

所述“比特负载”将被在随后定义。如果调制是基带调制(BBM)或者单载波调制(SCM)，所述比特负载相当于每调制符号(modulationsymbol)的信息比特数，也称作调制或信令时隙。如果调制是多载波调制(MCM)，所述比特负载相当于描述每个载波的每调制符号信息比特数的一组数，例如，相当于在ITU-T建议G.992.3的8.5节中定义的bi数组。

基带调制(BBM)是不必首先将信号调制到载波上的调制类型，例如脉冲幅度调制(PAM)；单载波调制(SCM)是将信号调制到单载波上的调制类型，例如正交幅度调制(QAM)、无载波幅相调制(CAP)；以及多载波调制(MCM)是使用多个载波的调制类型，例如，离散多音调制(DMT)。这些调制类型通常在现有技术中已知。

确定比特负载的处理称作“比特加载(bitloading)”。这可以是如在初始化中确定完整比特负载，如在“展示时间(Showtime)”比特交换(BitSwapping)中确定比特负载的一部分，例如在ITU-T建议G.992.1中所定义的，或者如在“展示时间”联机重新配置(OLR)中确定比特负载的一部分或完整的比特负载，例如在ITU-T建议G.992.3中所定义的。

“初始化”(也叫作训练(Training))是紧接着“展示时间”之前的状态或时间间隔，在其间为了准备展示时间而在调制解调器之间交换信号，但是在其中没有对用户数据进行通信。展示时间(也叫作数据传输状态或稳态)是用户数据正在被调制解调器通信的状态。

信道条件可以是信道的任何特征。信道被定义为起始于在其处给出作为调制解调器的输入的将被传送的用户数据的接口，结束于在其处给出作为连接到通信线路另一端的调制解调器的输出的所接收的用户数据的接口。因此，所述信道包括，在通信线路之上，跟随调制解调器功能块，在现有技术中众所周知的：线路接口、模拟前端、模数转换器、数模转换器、发送与接收滤波器、增益定标器(gain scaler)、调制/解调、星座编码/解码、信道编码/解码、前向纠错编码/解码、扰频器、CRC产生与校验……如此，可以在信道的任何功能块中测量到的任何参数可以构成信道条件。因为MCM一般在每一个载波上，主要用于现有技术中的信道条件测量是在接收机测量到的信噪比(SNR)。

在已知的电信系统中，在具有快速改变噪声条件的信道上的调制解调器会出现一些问题。如果噪声环境在启动之后急剧变化，即在展示时间内，例如由于因邻近调制解调器起动所导致的串扰，为了适合于新的条件，需要改变比特负载。有时，这种在展示时间内适配比特负载的处理(如比特交换或OLR)是不够的，可能需要重新初始化。这会中断服务并将干扰用户。

换句话说，“常规的”比特加载不能考虑到在噪声环境中的突然变化。当改变过高时，联机重新配置无法处理，唯一的选择是关闭连接，进行重新初始化。重新初始化总是会中断服务，即使其短于完全初始化。

为了解决这个问题，现有技术中存在不同的解决方案。

首先注意到的是，在本发明的优选实施例中，所述调制解调器是自适应xDSL调制解调器并在以下更为具体，但其并不是专用于此的。

这种DSL调制解调器是作为数字用户线(DSL)的一部分的调制解调器，该数字用户线路能够工作于不同的比特负载/数据速率。例如，不对称数字用户线(ADSL)调制解调器或甚高速数字用户线(VDSL)调制解调器都属于自适应xDSL调制解调器类型。

针对上述问题的大多数、而不是全部的已知解决方案适用于自适应xDSL调制解调器。

第一种可以限制调制解调器对于可能在初始化时缺少的快速增加的噪声电平的脆弱性的已知解决方案，是在工作时(即，在展示时间)适配比特分配和/或数据速率。在当前的多载波调制解调器中，初始数据速率和初始比特负载是基于在初始化时测量的信道每载波信道信噪比来确定的，这只是及时对应于当前噪声条件的瞬态(snapshot)。可是，经过一定的时间(在展示时间期间)，回路上的噪声条件可以变化，对于相同的数据速率需要比特负载的不同形状(具有降低的SNR容限)，或者甚至需要数据速率的降低。对于在噪声条件中的缓慢变化，在ADSL和VDSL标准中已经定义了在两方面适配比特负载的方法：比特交换，即改变比特负载而不改变数据速率，例如在ADSL ITU G.992.1、ADSL2ITU G.992.3和ANSIT1.424MCM VDSL中所提到的，以及分别地无缝速率适配(SRA)，即改变比特负载也改变数据速率，例如在ADSL2ITU G.992.3中所提到的。这两个方法还被称作“联机重新配置”(OLR)。

所述第一种解决方案对于缓慢改变噪声条件的情况是有效的。然而，在某些串扰情况下，噪声条件变化快速，所提出的解决方案太慢了，而不能及时反应以避免比特差错和/或避免重新初始化。其原因在于，来自被新近接通的xDSL调制解调器的串扰噪声增加了瞬时值。

第二种可以限制调制解调器对于可能在初始化时缺少的快速增加的噪声电平的脆弱性的已知解决方案，是对某一个最大数据速率使用先验的确定的限制。该限制的电平是由调制解调器以外的装置确定的，但是其在初始化中的比特加载之前经由管理接口与调制解调器进行通信。

在使用了基带调制(BBM)或者单载波调制(SCM)的调制解调器中，所述第二种解决方案给出了足够的控制。实际上，在调制解调器使用固定带宽和自适应星座大小的情况下，对于最大数据速率的限制将导致对于每符号的比特最大数(即PAM或QAM星座大小)的限制。因此，为最小所要求的SNR施加上限(例如，利用诸如6dB的所需SNR容限来支持诸如1E-7的所需比特差错率(BER))。选择所述限制，使得最小所要求的SNR低于或等于发生在“最坏情况”噪声条件中的所预期的“最坏情况”(即最低的)SNR。实现ITU-TV.32-bis音频调制解调器标准的调制解调器是这种情况的例子。

在调制解调器使用了固定星座大小和自适应带宽(给出固定发射功率)的情况下，数据速率的限制将导致带宽的限制，并因此使得发射功率谱密度电平(transmit PSD level)增加。选择所述限制，使得所需的发射功率谱密度电平减去固定要求的SNR后高于或等于在“最坏情况”噪声条件中发生的所期望的“最坏情况”噪声电平。实现ITU SHDSL G.991.2建议的调制解调器是这种情况的例子。

还应注意到，实现ANSI T1.424 SCM VDSL标准的调制解调器不是速率自适应的，并因此具有最大数据速率的概念。

此外，在使用了多载波调制(MCM)的调制解调器中，所述第二种解决方案不能够给出足够的控制。实际上，对于最大数据速率的先验限制将只会导致对每MCM符号比特数的最大值的限制，这只是对关于全部使用的载波对每载波比特数b_i求和(即$$ >\underset{}{{\le }_{}}$$)的限制。由于其不提供对于每个特定载波的比特数(b_i)的限制，有可能在低噪声条件下进行初始化时，调制解调器确定在一些载波上分配过高的b_i的比特负载，而需要所要求的SNR高于在快速增加的噪声条件下的那些载波上的“最坏情况”SNR。在初始化时的噪声频谱的形状越不同于在工作时的快速增加噪声的形状，脆弱性越高，并且过高BER或重新初始化的可能性越高。实现任何一个已知的(直到现在的)ITU建议ADSL ITU G.992.1、G.992.2、G.992.3、G.992.4、G.992.5或VDSL ANSI T1.424 MCM标准的调制解调器是这种情况的例子。

应当注意到，所述第二种已知解决方案可用于几乎所有类型的调制解调器：基带、单载波、多载波……

第三种可以限制调制解调器对于可能在初始化时缺少的快速增加的噪声电平的脆弱性的已知解决方案，是利用先验确定的(单一数量)的限制将最大星座大小限制到每星座比特数的某一最大值，即PAM或QAM星座大小。限制的电平是由调制解调器以外的装置确定的，但是该装置在初始化中的比特加载之前经由管理接口与调制解调器进行通信。

所述第三种解决方案与上述第二种解决方案相同，并且给出了在使用基带调制(BBM)或单载波调制(SCM)的调制解调器中的足够控制。

然而，在使用多载波调制(MCM)的调制解调器中，所述第三种解决方案并没有给出足够的控制。实际上，针对某一先验确定的(单一数量)最大星座或最大每星座比特数(即max b_i＜limit)的先验限制，例如被称作BIMAX的G.992.1限制，并不提供对每个特定载波的比特数(bi)的充分限制。其仅仅限制在具有最大星座的载波上的bi，而且这些载波不必是对快速改变噪声电平敏感的载波。并且具有较小星座的载波可能受到快速改变噪声电平的影响。换句话说，最大b_i作用于在初始化时具有大SNR值的载波，该载波不与在展示时间内具有大SNR变化的载波一致。

实现任何一个已知的(直到现在的)ITU建议ADSL ITU G.992.1、G.992.2、G.992.3、G.992.4、G.992.5以及VDSL ANSI T1.424MCM标准的调制解调器是所述情况下并不理想的例子。所述BIMAX是在调制解调器发射机的设计阶段固定的，而不是可以通过管理接口控制的。

应当注意到，所述第三种已知解决方案可以用于几乎所有类型的调制解调器：基带、单载波、多载波……

第四种可以限制调制解调器对于可能在初始化时缺少的快速增加的噪声电平的脆弱性的已知解决方案，是使用先验确定的(单一数量)目标SNR容限。在这种解决方案中，在用于确定数据速率的初始化时假定的噪声电平等于在初始化的当前条件下测量的噪声电平，但是增加了称作“目标SNR容限”的某一因子。目标SNR容限的电平是由调制解调器以外的装置确定的，但是该装置在初始化中的比特加载之前经由管理接口与调制解调器进行通信。典型地，选择目标SNR容限，使得其高于或等于“最坏情况”噪声电平减去最好情况噪声电平。通过这样做，所假定的噪声电平总是高于“最坏情况”噪声电平。这种解决方案也是可以用于几乎所有类型的调制解调器：基带、单载波、多载波……这种调制解调器的例子，可以是用于实现ITU SHDSL G.991.2建议、ANSI T1.424SCM VDSL标准以及直到现在的ITU建议ADSL G.992.x或者ANSI T1.424MCM VDSL标准的调制解调器。所述第四种已知解决方案如今对ADSL调制解调器而言是使用最多的。

应当注意到，术语“最坏情况”用作速记。其不必意味着一直的“最坏情况”，例如在无限时间上或在整个网络的全部线路上。其相当于这样的信道条件情况，该信道条件具有预定可接受的发生可能性，使得操作者认为其可以接受，例如在某一给定时间期间的链路的可接受的稳定性，或者对于网络的子集。

所述第四种解决方案是目前最常用的。然而，该方案不适于如下所述的一些情况。

所述第四种已知解决方案不适于具有快速增加噪声电平的噪声类型，其在高电平后保持稳定(经过不可忽略的时间)，例如，因接通在相同电缆的另一对上的xDSL系统而产生的串扰。对于该类型的噪声，很明显所述初始化/重新初始化可以在“最坏情况”噪声条件下发生。在这些“最坏情况”噪声电平之上采用高目标SNR容限是多余的，并且会导致数据速率的过度损失。

这是例如具有ADSL链路的双绞线电缆的情况，但是在此其用户还没有接通该ADSL调制解调器。于是，缺少在电缆中的ADSL串扰电平。噪声电平将等于背景噪声电平。接通第一个ADSL调制解调器将在初始化时看到该背景噪声电平。然而，串扰电平将随着接通每一个新的ADSL调制解调器而增加。当第一链路工作时，用户数量增加，例如从1到50，信道串扰将增加到其最坏情况的最大值。表1给出了当噪声从-140dBm/Hz的背景噪声演化到对应于50个ADSL干扰者的远端串扰(FEXT)的电平时，噪声电平Δ增加的近似数量：

  环路长度0.4mm  噪声电平增加Δ[dB](近似)  在SELF XT中具有6dB SNR的G.992.5下行速率[Mbps](近似)  1000m  40  17  2000m  30  13  3000m  18  6  4000m  7  3

                          表1

利用所述目标SNR容限解决方案，为了使得所述第一用户具有稳定的操作，以及为了承受噪声的增加，操作者将必须分配至少等于噪声电平的增加的大目标SNR容限。如所见到的，为稳定操作所需采用的SNR容限因更大的所提供的数据速率而增加。

对于当所有其他(例如49个)用户已经联机时的用户连接，噪声已经是其最大值，不会更进一步增加。在这种情况下不需要采用大SNR容限。然而，由于操作者不知道用户接通的次序，他只能为所有用户分配一个目标SNR容限。因此所述大目标SNR容限也被分配给最后的用户。因此，该最后的用户将经历过多的数据速率损失。例如，对于3000m，所采用的SNR容限是18dB。其比通常的6dB高出12dB，如表1所示。12dB的损失相当于每个载波4比特。在1MHz可用的带宽上，这相当于4Mbps的数据速率损失，导致数据速率减少到2Mbps。

其还不适于脉冲噪声类型，即在非常短的持续时间内快速增加和减少的噪声。由于非常短的持续时间，其忽略了对在初始化时的噪声测量结果的影响。所述测量将仅仅指示在全部测量时间上的平均噪声功率电平，相当于恒定噪声分量，而不是在脉冲噪声期间的“最坏情况”峰值功率电平。因为脉冲噪声和恒定噪声来自不同的独立源，采用关于恒定分量的SNR容限是处理脉冲噪声的存在疑问的解决方案。

其还不适于短持续时间的噪声类型，即具有比在初始化时的噪声测量的持续时间短的持续时间，例如＜1秒。所述测量将仅仅指示稍微影响测量结果的在全部测量期间上的平均噪声功率电平，而不是具有短持续时间的噪声的“最坏情况”峰值功率电平。所述情况是落入上述两个噪声类型之间的噪声类型，因此，其缺点也是上述两种情况的缺点的混合。

另一方面，所述第四种解决方案适合于在每载波实际噪声电平中的快速细小变化，如此，数据速率中的损失仍可被接受。

其还适合于在每载波比特实际噪声电平中的缓慢但较大的变化以及平均噪声电平中的细小变化，例如由于温度的影响。在这种情况下，在每载波SNR容限降到零以下之前，所述联机重新配置可以使得比特加载适配于比特交换。然而，所述平均SNR容限还将慢慢地降低。只要在平均噪声电平中的改变很小，目标SNR容限可以保持为可接受的。

实现任何一个已知的(直到现在的)ITU建议ADSL ITU G.992.1、G.992.2、G.992.3、G.992.4、G.992.5以及VDSL ANSI T1.424MCM标准的调制解调器是所述情形的例子。

第五种可以限制调制解调器对于可能在初始化时缺少的快速增加的噪声电平的脆弱性的已知解决方案，是使用在“最坏情况”噪声条件时发生的“最坏情况”噪声电平的先验确定模型，其固定在标准或其它设计文件中，因此是固定在设备中的。已知这种解决方案仅在于数据速率自适应ITUSHDSL G.991.2调制解调器领域中，其中所预期的“最坏情况”噪声电平的模型固定在此ITU标准中(例如参见G.991.2表A-13与表B-14)。这可能是由于对称DSL或SHDSL的利用方法，使用在下行和上行中完全重叠的频谱，这使得来自于工作于相同速率的SHDSL系统的自身近端串扰(NEXT)是主要的串扰，高于来自具有相同功率的任何其它xDSL类型的串扰。所述“最坏情况”噪声模型在初始化中的比特加载之前不经由管理接口与调制解调器进行通信，仅仅在管理接口上控制这种解决方案的启用。

将第五种已知解决方案应用在多载波调制解调器的问题，即使用固定在标准中的“最坏情况”噪声电平的先验模型的问题在于：

-先验模型的使用仅仅定义在ITU SHDSL G.991.2标准中，而不是用于ADSL调制解调器；和

-SHDSL仅仅描述了对标准化的、固定的、非可编程的先验模型的使用，并且其仅仅可以被禁用或启用。

该第五解决方案因此不适于ADSL。实际上，不同于SHDSL，由于使用完全重叠的频谱，其自己的自串扰(self-crosstalk)确定最坏的噪声条件，ADSL的FDM结构使得ADSL自串扰经常比来自其它xDSL的串扰低得多。由于对存在于电缆或通信线路中的其它xDSL以及用于特殊网络中的xDSL的变化的类型的依赖，单一先验模型是不适合的。

发明内容

本发明的目的是提供一种具有上述已知类型的调制解调器的电信系统，但是其中初始数据速率和初始比特负载是确定的，从而获得以尽可能高的数据速率在持续时间上的可接受的工作稳定性。由此将限制调制解调器对于可能在初始化时缺少的快速增加的噪声电平的脆弱性。

根据本发明，所述目的是由于以下事实而实现的，即所述数据传输模块还包括连接到所述发射机的人工噪声发生器(artificial noise generator)，并且其适于在控制模块的控制下注入人工噪声到发射机里，以影响由所述数据传输模块传送到通信线路的信号。

这样，通过注入人工噪声到发送信号中来获得所控制的发送信号的质量恶化(degradation)。所述恶化将加入到由信道而导致的信号恶化中，例如发送噪声将加入到信道噪声中。接收调制解调器将仅能见到综合效果，并基于综合的信号质量确定其比特加载，例如基于综合的噪声电平确定其比特加载。利用该技术，在远程调制解调器接收机中的比特加载被防止分配过高的星座尺寸，例如当初始化出现在具有低串扰电平的非忙碌时间中时，以保证在快速改变噪声条件中的工作稳定性。

如上所述已知的第五解决方案似乎是最接近的现有技术，但并不用于当前的ADSL和VDSL。本发明使用可编程的且并不固定在标准中的模型，因此变得适合于FDM xDSL调制解调器，例如ADSL和/或VDSL。

如前所述，上述已知的第四解决方案是在当前的ADSL和VDSL中最常用的。尽管现有技术试图解决相同的问题，其不能被认为是接近的现有技术，因为算法是完全不同的。

在第一实施例中，本发明的特征在于所述发射机包括发射机前端，该发射机前端包括传送频域处理模块、反向快速傅里叶变换器和传送时域处理模块的级联，以及在于所述人工噪声发生器连接到所述传送时域处理模块的输入端。

优选地，传送时域处理模块适合于把由所述人工噪声发生器提供的信号加到传送到通信线路的用户数据中。

在第二实施例中，本发明的特征在于所述人工噪声发生器连接到所述传送频域处理模块的输入。

在所述第二实施例中，所述传送频域处理模块优选地适合于将由所述人工噪声发生器提供的信号加到传送到通信线路的用户数据中。

更详细地，由所述人工噪声发生器提供的信号是多个独立的噪声信号，并且所述传送频域处理模块还包括适合于将每个所述独立的噪声信号乘以预定增益比例(gain scaling)以及将各个结果加到特定DMT副载波信号中的装置。

本发明另一个特征实施例是，所述调制解调器的控制模块连接到管理设备，该管理设备适合于存储“最坏情况”信道条件的参数，并且以此控制所述控制模块以控制由所述人工噪声发生器产生所述人工噪声。

这样，恶化的电平是可以经由本地或远程管理接口编程的。

本发明的另一个特征实施例是，所述电信系统还包括多条通信线路，每一条的工作均类似于最初提及的通信线路，并且被布置在电缆中，以及所述人工噪声发生器适合于基于在所述第一通信线路的所述信道上的信噪比模型来提供信号。

当主要的噪声出现在通信线路上时，调制解调器因此很少有可能重新初始化，因为所述噪声通常在先前测量期间被识别至少一次。先前的测量可以是在先前初始化中的比特加载之前的测量，或者可以是在展示时间中的先前的(部分或全部的)比特加载之前的测量，或者可以是在当前测量之前的测量(即其紧接着在当前的比特加载之前)。此外，当进行比特加载时，考虑以一种或另一种形式的信道条件或测量的先前历史，而不必需要所有先前的信道条件或测量的全部历史。

在不同的实施例中，所述人工噪声发生器适合于基于在所述第一通信线路的所述信道上的噪声电平的模型来提供信号。

换句话说，所述人工噪声可以基于“最坏情况”信道条件的先验模型，该信道条件可以是：噪声电平、SNR......

本发明还涉及改善经由通信线路传送的信道的比特负载的方法，所述信道适合于利用具有可变比特负载的调制的信号来传输用户数据。

除了上述用于改善经由通信线路传送的信道的比特负载的现有技术的设备和方法之外，在2004年2月26日提交的题为“Digital Subscriber LineModem with Bitloading using Channel Condition Model(具有使用信道条件模型的比特加载的数字用户线调制解调器)”的欧洲专利申请04290523.2中公开了另一个方法。该文献公开了用于使用“最坏情况”信道模型来改善工作稳定性的MCM调制解调器比特加载方法。然而，该方法需要改变已安装的基础远程调制解调器。

本发明的另一目的是提供一种确定初始数据速率和初始比特负载的方法，从而获得以尽可能高的数据速率在持续时间上的可接受的工作稳定性。

根据本发明，所述方法包括注入人工噪声以在通信线路上传送所述用户数据之前改变信号的步骤，并且进一步包括在相应接收机的比特加载算法中的编入3dB的噪声容限。

这样，本方法可以保证链路的绝对稳定性，例如无重新初始化且没有过度BER，在不改变已安装的基础远程调制解调器下没有数据速率工作的过大损失。这是因为在其中使用的先验模型不需要在比特加载之前的初始化第一阶段中从中心调制解调器与任何远程调制解调器进行通信，如在最后提及的现有技术文献中的情况。

本发明的另一个特征实施例是，所述人工噪声相当于由在n-1个通信线路上传送的信号贡献的回路噪声的和的模型，该通信线路布置在包括有n个通信线路的电缆中，所述首先提及的通信线路是多个中的一个。

具有调制解调器的电信系统的另一个特征实施例在权利要求中有所提及。

注意到，权利要求中所使用的术语“包括”，不应被解释为限于随后列出的装置。因此，所述表述“设备包括装置A和B”的范围将不限于设备仅仅包括组件A和B。这意味着关于本发明，所述设备的相关组件是A和B。

类似地，注意到，权利要求中使用的术语“连接”，不应解释为只限于直接连接。因此，所述表述“设备A连接到设备B”的范围将不限于在其中设备A的输出直接连接到设备B的输入的设备或系统。这意味着在A的输出和B的输入之间存在路径，其可以是包括其它设备或装置的路径。

附图说明

参照以下结合附图对实施例说明，本发明的上述及其它目的和特征将变得更明显，本发明本身将被最好地理解，其中：

图1主要表示根据本发明的具有调制解调器MCO的电信系统的中心局CO部分；

图2示出了在调制解调器MCO的数据传输模块DTM的传送时域处理模块TXTDP中的人工噪声AN的注入；

图3a示出了在调制解调器MCO的数据传输模块DTM的传送频域处理模块TXFDP中的人工噪声AN的注入；以及

图3b示出了在根据图3a的频域处理模块TXFDP中的人工噪声AN的注入的细节；

图4示出了根据现有技术方法的比特加载；

图5示出了根据本发明实施例的比特加载。

具体实施方式

图1所示的电信系统优选地是数字用户线xDSL电信系统，其包括将中心局CO互连到用户房屋设备(CPE，未示出)的通信线路LN。所述中心局CO配置有至少一个调制解调器MCO，该调制解调器优选地是能够工作于不同数据速率和比特负载的自适应xDSL调制解调器类型。所述调制解调器MCO包括数据传输模块DTM，适合于传送能够利用具有可变比特负载的调制的信号STX来传输用户数据UD的信道。从位于中心局CO的调制解调器MCO到位于用户房屋的调制解调器的数据传输方向称作下行方向。上行是从位于用户房屋的调制解调器到位于中心局CO的调制解调器MCO的数据传输方向。

所述“比特负载”如下定义。如果所述调制是基带调制(BBM)或者单载波调制(SCM)，所述比特负载相当于每调制符号的信息比特数，也称作调制或者信令时隙。如果所述调制是多载波调制(MCM)，所述比特负载相当于描述每个载波的每调制符号信息比特数的一组数，例如相当于在ITU-T G.992.3的8.5节中定义的bi数组。

基带调制(BBM)是没有首先将信号调制到载波上的调制类型，例如脉冲幅度调制(PAM)；单载波调制(SCM)是将信号调制到单载波上的调制类型，例如正交幅度调制(QAM)、无载波幅相调制(CAP)；以及多载波调制(MCM)是使用多个载波的调制类型，例如，离散多音调制(DMT)。这些调制类型通常在现有技术中已知。

确定比特负载的处理称作“比特加载”。这可以是如在初始化中确定完整比特负载，如在“展示时间”比特交换中确定比特负载的一部分，例如在ITU-T G.992.1中所定义的，或者如在“展示时间”联机重新配置(OLR)中确定比特负载的一部分或者完整的比特负载，例如在ITU-TG.992.3中所定义的。

“初始化”(也叫作训练)是紧接着“展示时间”之前的状态(或者时间间隔)，在这期间为了准备展示时间，在调制解调器之间交换信号，但是在其中没有对用户数据进行通信。展示时间(也叫作数据传输状态或者稳定状态)是在用户数据正在被调制解调器通信的状态。所述术语“初始化”和“展示时间”也用于ITU-T G.992.1和G.992.3。

调制解调器MCO的数据传输模块DTM被连接到控制模块CCO，其能够修改由相关的接收模块使用的比特负载，作为紧接着当前比特加载之前的由调制解调器MCO进行的当前信道条件测量的功能。另外，所述控制模块CCO也能修改该比特负载，作为与当前测量无关的比特加载信道条件模型DMGCCM1的功能。

信道条件可以是信道的任何特性。信道被定义为起始于在其处给出作为到调制解调器的输入的将被传送的用户数据的接口，结束于在其处给出作为连接到通信线路LN另一端的调制解调器的输出的所接收的用户数据的接口。因此，所述信道包括，在通信线路之上，跟随调制解调器功能块，在现有技术中众所周知的：线路接口、模拟前端、模数转换器、数模转换器、发送与接收滤波器、增益定标器、调制/解调、星座编码/解码、信道编码/解码、前向纠错编码/解码、扰频器、CRC产生与校验……。如此，可以在信道的任何功能块中测量到的任何参数可以构成信道条件。由于MCM一般在每一个载波上，主要用于现有技术中的信道条件测量是在接收机测量的信噪比(SNR)。

本发明的思想是提供一种控制的发送信号质量恶化。恶化的电平典型地是可以经由本地或远程管理接口编程的，如下面将提及的。优选地所述恶化始终是有效的，即在初始化与工作(展示时间)期间。然而，对于一些调制解调器类型，可能仅在特定时间间隔内足以启动所述恶化，例如初始化的特定信号。

在图1所示的电信系统中，独立于当前测量的比特加载信道条件模型DMGCCM1或者是通过由调制解调器测量而在先前获得的一个或者多个测量的比特加载信道条件模型的功能，或者是第一管理的信道条件模型的功能，其本身是由外部连接到调制解调器的管理设备MGCO在当前比特加载之前转换到调制解调器MCO的第二管理的信道条件模型UMGCCM2的功能，或者两者的组合。

更详细地，所述CO的控制模块CCO包括调制解调器存储装置DMS，适合于存储作为第一管理的信道条件模型的功能的比特加载信道条件模型DMGCCM1，这是第二管理的信道条件模型DMGCCM2的功能。所述管理设备MGCO具有管理存储装置DSN，适合于存储所述第二管理的信道条件模型DMGCCM2。

假想有可能是，所述调制解调器芯片组在内部自动地确定可编程电平，而因此没有明确的管理接口。

位于所述电信系统中心局CO部分的调制解调器MCO的接收模块是连接到所述调制解调器MCO的控制模块CCO的下行数据传输模块DTM。所述控制模块CCO的调制解调器存储装置DMS能够存储为下行比特加载信道条件模型的比特加载信道条件模型DMGCCM1。优选地，所述管理设备MGCO也位于所述中心局CO，并且具有下行管理存储装置DSN，用于存储为第二上行管理的信道条件模型DMGCCM2的第二管理的信道条件模型。所述下行的比特加载信道条件模型DMGCCM1的测量的比特加载信道条件模型和第一管理的信道条件模型分别为下行测量的比特加载信道条件模型和下行第一管理的信道条件模型DMGCCM1。

所述管理设备MGCO优选地是位于所述中心局CO，并且经由通信线路LN连接到位于用户房屋设备CPE的调制解调器MCPE。所述管理设备MGCO具有下行管理存储装置DSN，用于存储将要被作为第二下行管理的信道条件模型的CPE的控制模块所使用的第二管理的信道条件模型。

一些具有可控制的发送信号质量恶化的所述xDSL电信系统的各种可能的实施例与工作将在随后描述。

特定的恶化是通过注入“人工噪声”AN来实现的，该人工噪声是由人工噪声发生器ANG在发射机中本地产生的，并且被加到初始发送信号以获得恶化的发送信号。“人工噪声”被定义为与初始发送信号不相关的随机信号，并且具有比初始发送信号更低的电平。

应当注意到，人工噪声到传输信号的加入通常是优选的，尽管也可能是这些信号的任何其它组合。

可以使用人工噪声的几个变形。例如具有不同的概率密度函数(PDF)：例如高斯PDF、砖墙(brickwall)PDF、离散PDF......

在优选实施例中且再次参考图1，所述方法用于下行发送信号，即从中心调制解调器MCO到远程调制解调器，其中“人工噪声”的电平是可编程的并且被在初始化开始之前由外部中心实体经由本地管理接口(例如G.997.1Q接口)与所述中心调制解调器进行通信。

更详细地，并且如图1所示，所述人工噪声AN是由位于所述模式MCO的数据传输模块DTM中的人工噪声发生器ANG提供的。所述人工噪声发生器ANG连接到发射机TX，更具体地连接到其前端TXFE。所述发射机TX作为所述用户数据UD与通信线路LN的接口。TX包括发射机前端TXFE，该发射机前端TXFE包括传送频域处理模块TXFDP、反向快速傅里叶变换器IFFT和传送时域处理模块TXTDP的级联。

在图2所示的第一实施例中，所述人工噪声发生器ANG连接到所述发射机前端TXFE的传送时域处理模块TXTDP的输入。由人工噪声发生器ANG提供的信号，即人工噪声AN，随即被传送时域处理模块TXTDP加入到被传送到通信线路LN的用户数据UD。

对于MCM调制解调器，可以通过在IDFT/DFT块IFFT之前在频域中注入噪音AN来依赖于频率容易地形成人工噪声。在图3a所示的第二实施例中，所述人工噪声发生器ANG连接到发射机前端TXFE的传送频域处理模块TXFDP的输入。所述人工噪声发生器ANG的信号然后由传送频域处理模块TXFDP加入到被传送到通信线路LN的用户数据UD。

在第二实施例中，可以对于每一个MCM副载波注入不同的噪声电平。更详细地，如图3b所示，由人工噪声发生器ANG提供的多个独立的噪声信号的每一个在被提供给加法器+之前通过增益比例(scaling)G。这些加法器+还接收特定的DMT副载波信号QAM，并且其输出连接到反向快速傅里叶变换器IFFT的输入。

所述“人工噪声”的可编程电平可以基于所述“最坏情况”信道条件(噪声电平、SNR......)的先验模型。

可以设想所述先验模型的几个变形：

1.可以用于所有XDSL调制解调器的“最坏情况”SNR的先验模型。

典型地，根据如在远程接收机输入所见的SNR来定义所述模型。所要加到所述发送信号的“虚拟噪声(Virtual Noise)”的电平使得其在发射机的输出实现相同的SNR。由于所述信道用相同数量衰减了所述信号和所述虚拟噪声，在发射机的信号与虚拟噪声的比将与在接收机的信号与虚拟噪声的比相同。在接收机，所述衰减的虚拟噪声与信道的实际噪声相结合。

所述先验“最坏情况”SNR模型，包括了用于确定假定的“最坏情况”SNR电平的信息。

-一般而言，在整个频率范围上或者在部分频率范围上

-具体对于MCM调制解调器而言，信息可以以每MCM载波格式传送。

所述“最坏情况”SNR模型的描述可以采用多种形式。一些例子是：

-在标准中定义的解析公式，以及仅用于其的传递到调制解调器的参数

-在标准中定义的算法描述，以及仅用于其的传递到调制解调器的参数

-在等距频率点的电平列表，可能符合于每一个MCM载波频率

-在等距或者不等距点的电平列表，其中在其它频率点上的信息是经由一些预定内/外推法提取的。

应当注意到，术语“最坏情况”作为速记用于所述描述。其不必意味着一直以来的″最坏情况″，例如在无限时间上或在整个网络的全部线路上。其相当于操作者发现可接受的噪声条件的情形，例如在某一给定时间期间上的可接受的链路稳定性，对于网络的子集而言……

2.也可以用于所有XDSL调制解调器的“最坏情况”噪声电平的先验模型。

典型地，所述模型是根据在远程接收机输入所见的噪声电平(“接收机涉及的噪声”)定义的。被加到发送信号的“虚拟噪声”是“发射机涉及的噪声”。所述发射机涉及的噪声可以计算如：

TX_reffered_N(f)＝RX_reffered_N(f)/(|H(f)|^2)

其中

-TX reffered_N(f)＝在传送线路接口的虚拟噪声功率谱密度(PSD)；

-RX_reffered_N(f)＝在接收线路接口的噪声功率谱密度(PSD)；以及

-H(f)＝信道的传递函数。

一般而言，本方法可以保证链路的绝对稳定性(例如无重新初始化以及没有过度BER)，在不改变已安装的基础远程调制解调器的情况下没有数据速率的过大损失。此外，其对外部实体给出了完全控制。仅仅这种外部实体可以具有足够的智能以确定网络的长期性能，还可能具有由操作者输入的其它先验信息(例如统计)。

此外，最接近的现有技术似乎是上述第四种已知的方法，其是最常用于当前ADSL和VDSL的方法。本方法的优点是其不具有数据速率的过大损失以保证稳定性。

-如上所述，所述第四种已知的方法显示了相当于对于2...6Mbps工作的18dB损失的过度的数据速率损失，可是

-本方法仅仅显示了相当于对于6Mbps工作的仅仅6dB损失的数据速率损失。

实际上，参照图4(现有技术)和图5(本实施例)，假定具有例如n＝50ADSL链路的双纽线电缆，但是所述ADSL调制解调器还都没有由它们的用户接通。缺少在电缆中的ADSL串扰电平。噪声电平将等于背景噪声电平AWGN。接通的第一ADSL调制解调器将在初始化时看见所述背景噪声电平。

参照图4所示的现有技术方法，所述比特加载是通过假定每个调制解调器具有关于在接收机的“测量的噪声”的ΔdB的容限来确定的。由于不知道连接的用户是第一个还是第50个，对于任何用户的“幸存者(survival)”，49个用户的容限总是被视为环路噪声增加了ΔM49(＝49ΔdB)。在所述已知的方法中，对于连接的第一用户的数据速率或者比特加载BL′0l具有相当于没有用户的背景噪声AWGN(-140dB)增加容限ΔM49的阈值LML′0l。另一方面，对于那些连接的第50个用户的数据速率比特加载BL′50具有相当于第一个连接用户的比特加载阈值LML′0l增加容限ΔM49的阈值LML′50。结果，所述第50个用户的数据速率BL′50，即在Rx信号电平SRX和所述第50个用户的比特加载阈值BL′50之间的值，比所述第一个用户的数据速率BL′01低得多。

换句话说，所述串扰电平将随着每一个新的ADSL调制解调器的接通而增加。假定所有(50)用户是接通的。利用本方法，仍根据所述最坏情况噪声电平在发射机注入噪声。所述噪声将加入到当前处于其最坏情况电平的信道的串扰，导致结合的噪声电平功率，其为所述最坏情况噪声电平的两倍或者等于高出3dB。因此，为了使得所述第一用户具有稳定的工作，以及承受噪声增加，操作者将必须分配3dB的目标容限。在所有用户接通时刻，所述第一用户将工作于0dB的实际容限。

现在考虑当所有其它(49)用户已经联机时，连接的最后(第50个)用户。利用本方法，对于所述最后的用户，根据所述最坏情况噪声电平在发射机注入与所述第一用户相同的噪声。所述噪声将加入到当前处于其最坏情况电平的信道的串扰，导致组合的噪声电平功率是所述最坏情况噪声电平的两倍、或者相当于高于3dB。

对于最后的用户，所述噪声已经在其最大值，不会更进一步增加。在这种情况下采用大目标容限是不必要的。但由于操作者不知道用户接通的次序，他必须为所有用户分配一个目标容限。因此所述3dB目标容限也被分配给最后的用户。

对于最后的用户，将关于组合的噪声电平采取所述3dB容限，该电平依次3dB高于最坏情况信道噪声。因此，所述最后的用户将经历关于最坏情况信道噪声大约6dB的数据速率损失(例如对于3000m，最后的用户将工作于6Mbps＝对应于到SELF XT的距离为6dB的表项)。这比已知的第四种现有技术方法少得多。

更详细地，参照图5，没有用户的背景噪声AWGN(-140dB)由人工噪声AN增加，以提供“虚拟”背景噪声BML01。在所述发射机的人工噪声AN使得在接收机处，其等于最坏情况噪声电平，即49个ADSL用户。这符合所述第一个用户的幸存者采用3dB容限的需要，即在启动时由AN增加的AWGN噪声电平，但当所有50个用户连接并通过电缆传输时，逐渐变为由49个ADSL用户在忙时增加的AN电平。所述第一个用户的比特加载阈值LML01等于增加3dB的背景噪声BML01，可是所述第50个用户的比特加载阈值LML50等于增加3dB的第一个用户的比特加载阈值LML01。结果，所述数据速率BL50仅仅比所述数据速率BL01低3dB。BL50符合操作者可以向每个用户保证的数据速率。

利用公式计算：

现有技术方法仅仅实现了符合由以下公式给出的等效噪声电平的容量：

Equivalent_Noise(dBm/Hz)＝Background_Noise(dBm/Hz)+Δ+Δ

其中，Δ＝从背景噪声电平到最坏情况信道噪声电平的噪声增加，如上述表1所定义的，可是本方法实现了符合由以下公式给出的等效噪声电平的容量：

Equivalent_Noise(dBm/Hz)＝Background_Noise(dBm/Hz)+Δ+3(dB)+3(dB)

从上可以很清楚地看到，本方法特别有利于Δ容限(Δ)大于3dB的情况。这是如上述表1所示的距离低于4000米的情况。

因此在数学上示出了，采用等于最坏情况噪声电平的虚拟噪声电平导致所述方法的最佳容量。采用较高虚拟噪声将降低所要采用的容限，但这因为采用容限到更高的组合噪声电平所抵消。同时，采用较低虚拟噪声将降低组合噪声电平，但这因为采用较大的容限所抵消。

应当注意到，在实际调制解调器设备中，为了模拟依赖频率的噪声，人工噪声的注入可以被用于每一个频率。而且，在MCM调制解调器中，所述人工噪声注入可以用于每个载波。

最后说明的是，本发明的实施例是根据功能块描述的。从这些块的功能性描述出发，对于本技术领域技术人员而言，很清楚，可以利用众所周知的电子元件来制造实施这些块的电子设备。因此没有给出所述功能块的内容的详细结构。

尽管已经连同具体装置描述了本发明的原理，应清楚地理解到此说明仅仅是以示例的方式，而并不限制在所附权利要求中定义的本发明范围。