具有用于降低噪声的信号重构部分的接收机、系统及其方法

摘要

本发明描述了信号重构部分(50)、具有信号重构部分(50)的接收机、具有该接收机的通信系统和使用信号重构部分(50)降低具有多个信号成分的变换信号中的噪声的方法。该接收机的信号重构部分(50)具有：用于检测所述变换信号的检测器(52)；判决模块(54)，每个判决模块具有连接到所述检测器的输出(60)的输入(58)；以及重构模块(56)，具有分别连接到判决模块(54)的输出(64)的输入(62)。重构模块(56)适于对多个子载波的一个或多个子载波进行预定次数的重构，从而形成降低了噪声的变换信号。可以每次一个地重构一个或多个子载波，也可以同时重构一个或多个子载波的两个或更多个子载波。

说明书

技术领域

本发明涉及通信系统的接收机中的降噪。特别地，本发明涉及一种具有用于降低噪声的信号重构部分的接收机、系统及其方法。

背景技术

移动无线系统必须具有较高的频谱效率，以允许高用户容量和高数据速率。由正交频分复用(OFDM)实现的多载波调制适用于衰落信道中高数据速率应用，并已经被选中用于诸如数字音频广播(DAB)和宽带局域网(LAN)标准的几个新标准，例如HIPERLAN/2、IEEE 802.11和多媒体移动接入通信(MMAC)。

码分多址(CDMA)是一种多路复用技术，该技术中，通过以预先指配的符号序列调制和扩展各自承载信息的信号，多个用户同时接入一个信道。近来，将OFDM信号与CDMA相结合以提供多载波CDMA方案的概念引起了极大的研究兴趣。多载波CDMA方案的一个主要优点在于，可以降低每个子载波的符号速率。换句话说，在具有多载波CDMA方案的通信系统中，更长的符号持续时间更容易实现准同步传输。

多载波CDMA方案主要分成两类。一类在时域中扩展原始数据流，比如多载波直接序列(DS)CDMA和多音频(MT)CDMA。另一类在频域执行扩展操作，同时传输扩展符号的所有码字，但同时传输是在不同的正交子信道中进行的。后面一类中的通信系统通常可以认为是MC-CDMA通信系统。图1为现有技术具有发射机12和接收机14的MC-CDMA通信系统10的总体框图。信道16是将信号从发射机12传输到接收机14的通信媒介，接收机14处理所接收的对应于发射信号的信号输入18。

目前已经对MC-CDMA通信系统提出和分析了各种检测器。例如，在“用于移动通信系统的CDMA/OFDM的性能”[第二届关于通用个人通信的IEEE国际会议(ICUPC)，pp.975-979，1993]中，K.Fazel描述了一种最优的最大似然检测器(MLD)。但是，由于其复杂度随用户数量成指数增长，MLD仅可以用于小数量的干扰用户。这种困难导致人们开始考虑不是最优但更简单的检测器。这种更简单的检测器包括等增益合并(EGC)检测器、最大比合并(MRC)检测器、最大均方误差(MMSE)合并检测器、用于干扰消除的多用户检测器(MUD)、正交恢复合并(ORC)检测器以及带阈值的ORC(TORC)检测器，其中已知TORC检测器也用作受控制的均衡。

上述检测器中，只有ORC检测器可以有效地消除多用户干扰，并且在误比特率(BER)性能上没有错误平底(error floor)。但是噪声成分在具有ORC检测器的接收机中在弱子载波处会被放大。子载波越弱，该子载波的噪声放大越高。为了解决这个问题，提出了TORC检测器，以通过设置信号幅度的阈值来抑制过多的噪声。这样，就可以丢弃对应于具有低于阈值幅度的弱子载波的成分。由于接受的弱子载波更少，因此随着TORC检测器的阈值的升高，可以降低噪声电平。但是，对于TORC检测器，破坏了信号的正交性，因而产生了干扰。随着更多子载波被丢弃，由此引起的干扰也增加了。BER既取决于噪声点平，也取决于干扰。而干扰特别影响到高信噪比(SNR)时的错误平底。

考虑过量噪声放大和干扰的双重影响，MMSE检测器折衷了这两种影响。当噪声水平低(高信噪比)时，MMSE检测器类似于ORC检测器操作，以恢复用户之间的正交性。当噪声水平高(低信噪比)时，MMSE检测器降低噪声。这样，MMSE检测器可以抑制过量噪声放大，且在高信噪比区域中没有错误平底。但是，MMSE检测器和最优的MLD检测器之间的系统性能差别还是相当大的。

因此，当MC-CDMA接收机中使用了MMSE或TORC检测器时，显然需要一种减轻弱子载波的过量噪声放大并尤其降低干扰的MC-CDMA接收机。而且，这种MC-CDMA接收机与现有的具有MLD检测器的MC-CDMA接收机相比，可以容纳更多的用户，而且不会显著地增加复杂度。

发明内容

本发明致力于提供一种信号重构部分、一种具有所述信号重构部分的接收机、一种具有所述接收机的通信系统和一种使用根据本发明优选实施例的信号重构部分降低变换信号中的噪声的方法。

因此，一方面，本发明提供了一种在通信系统的接收机中降低变换信号中的噪声的方法，该变换信号具有多个信号成分，该方法包括以下步骤：

由通信系统的检测器接收变换信号；

处理该变换信号；和

由重构模块对多个信号成分的一个或多个信号成分进行预定次数的重构，该重构基于所述处理步骤执行，从而降低所述变换信号中的噪声。

另一方面，本发明提供了一种用于降低变换信号中的噪声的接收机，所述变换信号具有多个信号成分，所述接收机包括：

信号重构部分，具有：

用于检测所述变换信号的检测器；

一个或多个判决模块，所述一个或多个判决模块的每一个具有连接到所述检测器的输出的输入；和

具有一个或多个输入的重构模块，所述一个或多个输入分别连接所述一个或多个判决模块的输出，

其中所述重构模块对所述多个信号成分的一个或多个信号成分进行预定次数的重构，从而形成降低了噪声的变换信号。

再一方面，本发明提供了一种通信系统，包括：

用于降低变换信号中的噪声的信号重构部分，所述变换信号具有多个信号成分，所述信号重构部分具有：

用于检测所述变换信号的检测器；

一个或多个判决模块，所述一个或多个判决模块的每一个具有连接到所述检测器的输出的输入；和

具有一个或多个输入的重构模块，所述一个或多个输入分别连接所述一个或多个判决模块的输出，

其中所述重构模块对所述多个信号成分的一个或多个信号成分进行预定次数的重构，从而形成降低了噪声的变换信号。

又一方面，本发明提供了一种用于接收机降低变换信号中的噪声的信号重构部分，所述变换信号具有多个信号成分，所述信号重构部分包括：

用于检测所述变换信号的检测器；

一个或多个判决模块，所述一个或多个判决模块的每一个具有连接到所述检测器的输出的输入；和

具有一个或多个输入的重构模块，所述一个或多个输入分别连接所述一个或多个判决模块的输出，

其中所述重构模块对所述多个信号成分的一个或多个信号成分进行预定次数的重构，从而形成降低了噪声的变换信号。

附图说明

下面通过示例并参考附图更充分地描述本发明的优选实施例，并与现有技术相比较，在这些附图中：

图1为现有技术具有发射部分和接收部分的MC-CDMA通信系统的总体框图；

图2为根据优选实施例的通信系统中接收机的信号重构部分的总体框图；

图3为用于迭代地降低由图2的信号重构部分接收的变换信号中的噪声的方法流程图；

图4A为与现有ORC检测器相比较，由图2的信号重构部分基于硬判决处理的变换信号的BER对SNR的图；

图4B为与现有ORC检测器相比较，由图2的信号重构部分基于限幅函数处理的变换信号的BER对SNR的图；

图4C为与现有ORC检测器相比较，假定正确判决的情况下由图2的具有BER的下边界的信号重构部分处理的变换信号的BER对SNR的图；

图5为与现有MMSE检测器相比较，由图2的信号重构部分处理的变换信号的BER对SNR的图；

图6为现有技术沃尔什-哈特马(Walsh-Hadamard)变换OFDM(WHT-OFDM)系统的总体框图；和

图7为现有技术单载波频域均衡(SC-FDE)接收机的总体框图。

具体实施方式

下面说明根据本发明的一个优选实施例的信号重构部分、具有所述信号重构部分的接收机、具有所述接收机的通信系统和使用所述信号重构部分降低变换信号中的噪声的方法。在以下说明中，提供了细节来描述优选实施例。但是，本领域技术人员应该理解，没有这些细节也可以实施本发明。一些细节可能没有详细描述，但并不影响本发明的实施。

本发明具有很多优点。本发明的一个优点在于，用对应的至少一个重构信号成分来替代变换信号的至少一个弱信号成分，可以降低弱信号成分的噪声放大。因此，在替代至少一个弱信号成分之后，可以形成降低了噪声的变换信号。

本发明的另一优点在于，由于没有干扰，因而使用诸如ORC检测器等传统检测器时，在高信噪比(SNR)处没有错误平底。这是因为没有丢弃信号成分，因而就没有破坏变换信号的信号成分的正交性。因此，改善了误比特率(BER)，而没有给信号重构部分的检测器的正交性能带来不利影响。

本发明的又一优点在于，所使用的方法比较简单，没有复杂而冗长的处理。而且，可以利用传统检测器等使用信号重构部分。因此，方法的实施或信号重构部分不需要大量额外的花费或开销。

本发明进一步的优点在于，信号重构部分不限于多载波通信系统，也可以应用于其它通信系统，比如预变换OFDM(PT-OFDM，包括WHT-OFDM)和SC-FDE系统。

需要注意的是，下面说明中的信号成分不限于特定的信号域。本发明可以应用于任何可以将信号变换和分解成信号成分的域(频域、时域、空域等)。因此，在频域中，每个信号成分可以指单载波通信系统中的单个频段，或者，在多载波CDMA通信系统中，每个信号成分可以指具有多个子载波的扩频信号的单个子载波。在不同的域比如时域中，信号成分可以指例如码字。

在下面说明中，使用MC-CDMA通信系统进行举例说明，该系统中有K个激活用户同时并同步发射信号。这样，本说明中的信号成分是指扩频信号的一个或多个子载波，因而与频域相关。来自K个激活用户的信号由图1的发射部分12处理以发射。K个激活信号的扩频码是具有扩频因子PG≥K的沃尔什-哈特马(Walsh-Hadamard，WH)码，以保证彼此的正交性。对于每个用户k(k＝1，2，...K)，正交相移键控(QPSK)调制数据序列 $>sup>>x>k>t>>=>\pm >1>\pm >i>,>t>=>1,2>.>.>.>>>首先被转换为P个并行序列，然后每个序列由对应的用户k的WH码c$_k＝[c_1k，c_2k，...，c_PG，k]^T扩展到PG个子载波上，其中c_mk＝±1，m＝1，...，PG并且“T”表示转置算子。在与其它用户合并之后，所有的P×PG个并行数据序列映射到M＝P×PG个可用子载波上，并通过逆快速傅立叶变换(IFFT)变换到时域。并行时域信号首先转换为串行，然后在发射到信道16上之前，增加保护间隔或循环前缀。

为了简化注释并不失一般性，下面考虑由每个用户发射的P组信号中的一个，即P＝1(M＝PG)。同时，数据序列x^t_k中的上标“t”也可以忽略。因此，在频域中(进行IFFT之前)发射的信号s＝[s₁，s₂，...s_M]^T可以表示为：

s＝C·x                        -------------(1)

其中C＝[c₁，c₂，...，c_K]是所有K个激活用户的WH码矩阵，并且x＝[x₁，x₂，...x_K]^T。

假定信道16是混扰有加性高斯白噪声(AWGN)的缓慢变化的频率选择性瑞利衰落信道。因为保护间隔的持续时间大于信道延迟扩展，所以没有符号间干扰。

在接收机14，对于每个用户，丢弃对应于循环前缀的接收信号的样本。然后，执行大小为M的FFT。FFT处理后的输出向量r＝[r₁，rx，...，r_M]^T称为变换信号，可以记作为：

$>>r>=ver>>>A>·>>~>>s>+>n>=ver>>>A>·>>~>>C>·>x>+>n>->->->>(>2>)>>>>$

其中 $>>ver>>A>~>>=>diag>>>(>>\gamma >1>>,>>\gamma >2>>,>·>·>·>,>>\gamma >M>>)>>>>是M个子载波上的信道(频域)的影响，n为M\times 1的AWGN向量。$

为了检测FFT处理后的信号，现有技术ORC检测器完全去除各种不同信息符号中的干扰。为此，信号成分或子载波必须使用信道矩阵的逆进行加权处理，接着进行矩阵的乘法运算：

$>>G>=>>C>T>>·>ver>>A>~>>>->1>>>=>>C>T>>·>diag>>(>>>1>/>\gamma >>1>>,>1>/>>\gamma >2>>,>.>.>.>1>/>>\gamma >M>>)>>->->->>(>3>)>>>>$

由于弱子载波使用高增益放大，所以在这些弱子载波处引入高电平噪声。因此，现有技术ORC检测器是噪声受限的。

对于现有技术MMSE检测器，信号根据MMSE准则进行检测，该MMSE准则是指误差必须正交于接收到的子载波的所有成分。因此，用于MMSE的加权矩阵可以表示为：

G＝C^T·＝C^T·diag(β₁，β₂，...，β_M)    --------(4)

其中 $>>>\beta >m>>=sup>>\gamma >m>*>>/>>(>K>·>>>|>>\gamma >m>>|>>2>>+>>\sigma >2>>)>>,>m>=>1>,>.>.>.>,>M>,>>>\sigma 2是噪声功率，“*”表示共轭运算。需要注意的是，对于具有小\gamma$_m的弱子载波，β_m是小的，以避免过量噪声放大。而对于具有大γ_m的强子载波，β_m正比于子载波信道系数1/γ_m的逆，以恢复用户间的正交性。

现在参考图2，图2示出了根据优选实施例的通信系统(未示出)的接收机(未完整示出)的信号重构部分50的框图。在描述本优选实施例时，相同功能的元件共用相同的参考标号，但用非大写字母加以区分。

信号重构部分50包括用于检测具有多个子载波的变换信号的检测器52、以三个判决模块54a、54b、54c为例的一个或多个判决模块和重构模块56。检测器52可以是比如ORC、TORC或者MMSE检测器。

每个判决模块54与一个用户相关联，并具有连接到检测器52的输出60的输入58。由判决模块54执行的判决处理可以是硬判决，或者是硬判决和软判决的组合，比如限幅函数。

重构模块56具有一个或多个输入62，分别连接到判决模块54的输出64。图2示出了重构模决56的三个输入62a、62b、62c，以及对应于三个判决模块54a、54b、54c的三个输出64a、64b、64c。

重构模块56用于以预定次数重构多个子载波中的一个或多于一个的子载波，从而降低变换信号的噪声。子载波的重构是基于收到的信号成分和发射信号之间的关系进行的。用于重构的子载波基于信道参数进行识别。在本发明的优选实施例中，信道参数是多个子载波的信道幅度，该信道幅度从接收机14的信道估计模块(未示出)获得。

为了更详细地描述信号重构部分50的内部处理，图3所示流程图说明了用于降低由变换信号中弱子载波的放大产生的噪声的方法100。为了简化方法100的描述，下面采用单个信号成分或子载波作为例子进行说明。但是，需要注意的是，图3流程图100可以将单个子载波推广到一个或多个子载波。

方法100从步骤102开始，然后在步骤104由检测器52接收变换信号。诸如ORC或MMSE的检测器52进行惯用检测，以获得向量x的估计。然后在步骤106，基于x⁽⁰⁾＝G·r⁽⁰⁾从检测器52的输出60从变换信号获得估计x⁽⁰⁾，其中对于ORC，G由公式(3)得到，对于MMSE，G由公式(4)得到，并且r⁽⁰⁾＝r是公式(2)表示的原始变换信号。

然后，在步骤108，方法100继续用判决模块54执行估计后的信号的判决处理，在判决处理后得到估计后的信号 $>>ver>>x>^>>>(>0>)>>>=>dec>>(>>x>>(>0>)>>>)>>,>>>其中dec(·)代表判决处理函数。$

然后在步骤110基于信道参数从多个子载波中识别一个子载波。所识别的子载波是具有最小信道系数γ_i0，i₀∈{1，...，M}的最弱子载波。

基于判决处理，然后在步骤112由重构模块56重构变换信号中对应于所识别的子载波的一个信号成分，以提供降低了噪声的变换信号。换句话说，使用向量x经过判决后的估计值根据下面公式(5)重构对应于变换信号的子载波i₀的信号成分：

$>>ver>>r>^>>>i>0>>>=>>\gamma >>i>0>>>·>>C>>i>0>>>>>·ver>>x>^>>>>(>0>)>>>->->->>(>5>)>>>>$

其中C_i0表示C的第i₀行。然后通过用替换r(0)的第i₀个成分来重构变换信号。根据公式(5)，需要注意的是，与1/γ_i0相乘后的重构子载波的噪声功率仅仅取决于的判决误差。如果x中各成分的判决都是正确的，重构信号成分就没有误差。对于本发明相关通信系统中至关重要的适中和高的信噪比(SNR)，的大多数成分经过惯用检测后都可以正确检测到。因此，与1/γ_i相乘后的子载波i₀处的噪声功率小于最弱子载波处的放大噪声功率。因此，用一个或多个重构子载波替代变换信号的较差信号成分，诸如含噪子载波或最弱子载波，将提供降低了噪声的变换信号，该降低了噪声的变换信号作为惯用检测器的输入，相比进行任何重构之前的原始变换信号可以改善总体系统性能。

然后在步骤114从检测器52的输出60的重构信号获取另一估计后的信号。步骤114的功能与步骤106的功能类似。然后在步骤116用判决模块54判决处理该另一估计后的信号。步骤116的功能与步骤108的功能类似。

在步骤118，方法100使用计数器来判定子载波是否被重构了预定次数。如果步骤118判定为“是”，方法100进到判决步骤120以判定是否对另一子载波重复执行上述处理步骤。否则，如果步骤118判定为“否”，方法100返回到步骤112以再次重构该子载波。

在判决步骤120，方法100判定是否根据识别步骤110、重构步骤112、获取步骤114、判决处理步骤116和判决步骤118来处理另一子载波。如果步骤120判定为“是”，方法100返回到识别步骤110以根据信道参数识别另一子载波。否则，如果步骤120判定为“否”，方法100进到步骤122，获取判决处理步骤116之前或之后的当前估计后的信号以用于后续处理。然后，方法100执行完获取步骤122后在步骤124结束。

在判决步骤120判定为“是”后执行的记为m的每个后续迭代过程中，在步骤110，根据信道参数，从多个子载波的剩余未识别子载波中识别出另一子载波。注意子载波i_m是迭代m中剩余未识别子载波中最弱的子载波，或者是多个子载波中的第m个最弱子载波。在步骤112，根据公式(5)更新变换信号，公式(5)中索引号为“m”而不是“0”。如前所述，本方法继续执行直到在步骤120判定为“否”。

应该注意的是，识别步骤110可以在方法100中更早执行。因此，只要接收机14已执行信道估计，可以在获取步骤106之前识别多个子载波中的每一个，并根据信道幅度进行排序。

而且，上述方法100的识别步骤110、重构步骤112、判决步骤118和判决步骤120在每次迭代中处理和重构一个子载波。换句话说，为了重构一个或多个子载波，那么一次一个地重构这一个或多个子载波中的每一个子载波。

但是，识别步骤110、重构步骤112、判决步骤118和判决步骤120也可以用于每次迭代同时处理和重构这一个或多个子载波中的两个或更多子载波。例如，在方法100用于重构固定数量的子载波的情况下，可以同时对多个子载波进行处理和/或重构。因此这多个子载波可以是要处理和/或重构的信号成分的两个或更多个信号成分。在同时处理或重构所有子载波的特殊情况下，那么在判决步骤118判定为“是”时直接执行步骤122。因此，在该特殊情况下，方法100跳过判决步骤120。

应该进一步注意到，如前所述，在每次迭代时判决处理步骤108和116的判决函数处理可以是硬判决或软判决。根据输入x，软判决的输出通常描述为输入的函数。例如，限幅函数f(x)如下所示：

$>>f>>(>x>)>>=>\begin{array}{}>>>x>>>|>x>|>\le >1>>>>>sign>>(>x>)>>>>|>x>|>\ge >1>>>>>->->->>(>6>)>>>>\end{array}$

其中sign(·)为取值为±1的符号函数，可能用于二进制相移键控(BPSK)信号x＝±1。

对于QPSK信号，限幅函数可以分别用于实部和虚部。通过使用限幅函数，仅对不易受到噪声的影响的具有较多能量的比特进行硬判决。对具有较少能量、且易于受噪声影响的比特进行软判决，并期望这些比特在后面迭代时从方法100所述的迭代纠错处理获得更多的能量。

ORC通过转换信道矩阵厂来完美地去除不同信息符号之间的干扰。方法100没有改变信息符号的正交性。所以迭代ORC检测器降低了过量噪声，而没有在高SNR中引入错误平底。虽然诸如MMSE的其它惯用检测器可以一定程度上缓解噪声增强问题，但是在惯用检测器上使用方法100可以极大地降低增强了的噪声。

对于每次迭代，可以把降低了噪声的变换信号作为在对应于较弱子载波的虚子载波处接收到的重构后的变换信号。如果当前判决是正确的(无误差)，则重构后的变换信号也是无误差的。换句话说，虚子载波是没有噪声的。如果在SNR不是很低的情况下大多数判决是正确的，则加到虚子载波的噪声功率将小于该虚子载波对应的实子载波的噪声功率。因此，依次并重复迭代，用含有较少噪声的虚子载波替代多个子载波中的每一个，可以平滑地降低噪声放大。

下面说明MC-CDMA系统在频率选择性衰落信道中的仿真结果。假定循环前缀的持续时间长于最大延迟扩展，用于每个子载波的信道看起来就像是具有归一化功率期望值的平坦瑞利衰落信道。仿真过程中，子载波的数量设定为M＝64。

图4A示出了与现有ORC检测器相比较，利用判决模块54中的硬判决处理，由信号重构部分50处理的变换信号的BER对SNR的图。具有1阶均衡的惯用OFDM系统的性能也包含在图4中。如图所示，方法100的迭代检测方案相比于ORC和惯用的OFDM系统极大地改进了BER性能。对于10^-2处的BER，使用三或四个重构子载波的方法100的迭代算法的性能比ORC改进大约6分贝，比惯用OFDM系统改进大约4分贝。即使使用单个重构子载波，方法100的迭代算法的性能比ORC改进大约4到4.5分贝，比惯用OFDM系统改进大约2到2.5分贝。随着重构子载波数量的增多，性能改进量越少。因此，重构对总体性能影响最大的几个子载波就足以获得希望的性能改进，这使得信号重构部分50易于使用。

在方法100每次迭代中使用限幅函数的信号重构部分50的性能如图4B所示。对比图4A，低于10^-3的BER的性能改进相比于仿真中用于硬判决处理是比较小的。在更高的SNR区域，性能改进较大。

图4C示出了用于迭代检测的下边界，该迭代检测中，实际发射数据用于在要重构的虚子载波处重构无噪声变换信号。可以看出，使用方法100的信号重构部分50的性能接近下边界，特别是对于最初的几个迭代。明显地，迭代检测的BER曲线表明高SNR区域中没有错误平底。

图5说明了与惯用MMSE检测器相比较，由使用MMSE检测器的信号重构部分50处理的变换信号的BER性能对SNR的图。可以看出，BER的值为10^-2处，可以观察到具有信号重构部分50的MMSE检测器比ORC检测器具有2分贝的性能改进，并缓解了噪声加强问题。使用方法100重构三个或四个子载波，用于MMSE检测器的信号重构部分50相比惯用MMSE检测器，可以获得3.5分贝性能改进。即使重构单个子载波，信号重构部分50相比惯用MMSE检测器，仍可以得到2分贝的性能改进。

明显地，方法100和信号重构部分50不仅仅可以用于MC-CDMA通信系统，也可以应用于其它通信系统。例如，图6说明现有技术沃尔什-哈特马(Walsh-Hadamard)变换OFDM(WHT-OFDM)系统400，该系统是一个典型的PT-OFDM通信系统。为了简化，考虑具有M＝2^m个子载波的下行链路通信系统和形成OFDM码组符号的M个信息符号，并假定信息符号经过QPSK调制或x_k＝±1±i。子载波的调制符号s_k用如下矩阵运算从信息符号x_k计算得到：

s＝W·x    -------------(7)

其中s＝[s₁，s₂，...，s_M]^T，x＝[x₁，x₂，...x_M]^T，W代表M阶WHT矩阵。已知M阶WHT矩阵可以通过如下迭代过程构建：

$>>>W>2>>=>\begin{array}{}>>>1>>>1>>>>>1>>>->1>>>>>;>>W>>2>k>>>=>\begin{array}{}>>>>W>k>>>>>W>k>>>>>>>W>k>>>>->>W>k>>>>>>->->->>(>8>)>>>>\end{array}\end{array}$

与惯用OFDM系统相反，WHT-OFDM的发射机402的主要特征是WHT变换块404，该变换块还用于在整个带宽上扩展信息符号x_k。

假定信道406是混扰有加性高斯白噪声(AWGN)的缓慢变化的频率选择性瑞利衰落信道。因为保护间隔的持续时间大于信道延迟扩展，因此没有符号间干扰。

在接收机408，循环前缀去除器410去除接收信号中对应于循环前缀的部分。然后，在FFT模块412中执行大小为M的FFT。执行FFT后的输出向量r＝[r₁，r₂，...，r_M]^T可以记作：

$>>r>=ver>>>A>·>>~>>s>+>n>=ver>>A>~>>·>W>·>x>+>n>->->->>(>9>)>>>>$

其中 $>ver>>A>~>>=>diag>>(>>\gamma >1>>,>>\gamma >2>>,>.>.>.>,>>\gamma >M>>)>>>>是M个子载波上的信道(频域)的影响，n为M\times 1的AWGN向量。$

对比公式(2)和(9)，可以看出，WHT-OFDM系统400收到的频域信号具有如MC-CDMA系统10相同的形式，除了M×M矩阵W代替了MC-CDMA系统中M×K矩阵C。实际上，当K＝M时，W可以认为是C的特例。而且，当P＝1时，WHT-OFDM系统400的接收机408的结构与MC-CDMA系统10的接收机的结构相同。因此，如上所述用于MC-CDMA的方法100所提供的迭代检测方案同样可以用于WHT-OFDM系统400。

图7用于说明现有技术单载波频域均衡(SC-FDE)系统500，该系统作为另一可以使用方法100和信号重构部分50的非MC-CDMA通信系统的实例。在SC-FDE系统500的发射机502，要发射的数据序列首先以每块M个符号组成多个块。对于图7所示的每个块，在经过信道508发射到接收机506之前，通过循环前缀模块504加入循环前缀。

如前面的WHT-OFDM系统400，假定信道508为混扰有加性高斯白噪声(AWGN)的缓慢变化的频率选择性瑞利衰落信道。在接收机506，循环前缀去除模块510去除接收到的信号的循环前缀部分。在S/P模块514执行串行到并行(S/P)转换后，将收到的信号的剩余部分通过FFT模块512。从FFT模块512输出的频域信号首先进入到频域均衡器516，然后在IFFT模块518转换回到时域。最后，在判决模块520中使用判决函数以获得原始发射数据的估计。

可以看出，比较图6和图7中的系统400和500，SC-FDE系统500实际上是PT-OFDM系统的子集，其中PT-OFDM系统的预变换设定为FFT，而不是图6所示的WHT。这种系统在本说明中可以认为是预FFT的OFDM系统。由于连续执行FFT和IFFT等于什么也没做，因此预FFT的OFDM系统的发射机与SC-FDE系统的发射机相同。在预FFT的OFDM系统的接收机处，图6中检测块414的功能等于均衡块和IFFT块的组合。例如，ORC检测实际上是1阶均衡和预变换的逆的组合。

因此，本发明提供了信号重构部分50、具有信号重构部分50的接收机、具有该接收机的通信系统和使用信号重构部分50用于降低变换信号中的噪声的方法100，以克服或至少缓解现有技术的问题。

可以理解，虽然利用不同的通信系统仅详细描述了一个优选实施例，但是本领域的技术人员可以进行各种修改或改进，而没有脱离本发明的范围。