环路干扰消除器、中继系统和环路干扰消除方法

摘要

一种环路干扰消除器，相应于环路干扰波或主站波的相位和电平的时间变化而执行高速、高精度的自适应操作，并缩减装置的规模。本发明的环路干扰消除器得到：限定传输路径特性估计部件的数据点数、不通过插值而是通过在频域的0插入和在时域变换后的窗口化对整体频带执行扩展，减少处理的数据点数来提高环路干扰消除器的自适应操作的速度，从而实现对环路干扰波和主站波的相位和电平的时间变化的高度可跟踪性，提高内部处理的精度，从而能够执行高精度的消除操作，缩减电路规模从而实现装置小型化等有利效果。

说明书

技术领域

本发明涉及一种利用从OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)信号估计出的传播路径特性来消除环路干扰的环路干扰消除器，尤其是指这样一种环路干扰消除器、中继系统和环路干扰消除方法：通过减少处理的数据点数来加快环路干扰消除器的自适应操作的速度，实现对环路干扰波和主站波相位和电平的时间变化的高度可跟踪性，执行高精度的内部处理，从而能够执行高精度的消除操作，并用缩减的电路规模实现装置的小型化。

背景技术

近几年来，在如陆地数字广播等广播波中继SFN(Single FrequencyNetwork，单一频率网)的执行中，OFDM传输方式的使用正在被研究。OFDM传输方式是一种用传输的数字数据将许多互相正交的载波进行调制，对调制波进行复用并发送的方式。OFDM传输方式的特征在于：将使用的载波数提高到数百甚至数千时就极大的延长码元时间；进一步地，在有效码元期间之前加入有效码元期间后部信号的复制作为保护期间信号，从而不容易受延迟波的影响。

这些特征造成能够构造单一频率的广播网络，也就是SFN的可能性，因此如上所述，OFDM传输方式作为一种陆地数字广播的传输方式而引起关注。

作为实现SFN的方法，采用如下方法在技术上更容易一些：用如光纤和微波等不同于广播波的信道来向各个中继广播点传输信号，并以相同的频率发送信号。然而，利用光纤的方法存在着信道成本的问题，而采用微波的方法则需要确保新的频率资源。

因此，需要实现一种既在成本上有优势，又不需要附加的频率资源的经过广播波中继的SFN。

由于从发送天线发射出的广播波环绕于接收天线的现象，广播波中继SFN的实现上，有导致中继信号质量恶化和放大器振荡等问题的可能性。

为防止广播波中继SFN的环路干扰，可以采取如下措施：

(1)通过发送天线和接收天线的分离配置，并且利用高山或建筑物等作为遮蔽来减少环路干扰，

(2)改进发送/接收天线的方向特性来减少环路干扰，

(3)通过信号处理技术来消除环路干扰。

然而，由于高山和建筑物存在各种不同的情况，并且仅依靠改进天线的方向特性的措施不能充分抑制环路干扰，因此用(1)和(2)中的措施再加以利用采用(3)中的信号处理技术的环路干扰消除器才会比较有效。

传统上，作为这样一种信号处理技术，提出了如下方法：从接收到的OFDM信号中估计环路干扰传输路径的频率特性，对估计出的环路干扰传输路径的频率特性数据执行IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立叶逆变换)以将其转换为时间轴上的脉冲响应数据，将该脉冲响应数据设定为横向滤波器的滤波系数，从而创建环路干扰的复制信号，并通过用接收信号减去该复制信号来消除环路干扰(例如，参见日本专利申请特开平11-355160号公报)。另外，作为其高速计算处理技术，也有传输路径特性估计部件中备有稀疏处理电路的方法(例如，参见日本专利申请特开第2001-223663号公报)。以下根据附图对环路干扰消除器中信号处理技术的一例进行说明。

图1是导频信号配置例子的模式图，表示了用于欧洲的陆地数字广播方式DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，数字视频广播-陆地)和用于日本的陆地数字广播方式ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial，综合服务数字广播-陆地)等的导频信号的配置。

图1中白色的圆圈代表数据载波，黑色的圆圈代表分散配置的导频载波(SP：Scattered Pilot，分散导频)

另外，图1中横轴(频率轴)上的k表示载波编号，纵轴(时间轴)上的n表示码元编号。此时，用满足如下(式1)的载波编号为k＝kp的载波来传输SP信号。(其中，表达式中的“mod”表示取余运算，“p”表示非负整数。)

kp＝3(n mod 4)+12p     …(式1)

从(式1)可以明显看出SP的配置是由码元编号n除以4所得的余数所决定的。

另外，SP信号是基于伪随机编码字符串来调制的，其振幅和相位仅由所配置的载波编号k所决定，并不依赖于码元编号n。如何决定振幅和相位对这里的说明并不重要，因此省略其具体说明，但也像SP配置那样是由码元编号n除以4得到的余数所决定的。

另外，在载波的右端，与码元信号独立地配置有导频信号。这个导频信号也是基于伪随机编码字符串而调制的，其振幅和相位由码元编号n除以4得到的余数所决定。当码元编号n除以4的余数为0时，该导频信号也符合(式1)，因此从这里开始，将导频信号包含于导频载波或SP的定义中。

图2是表示环路干扰消除器3的一例的结构方框图。

在滤波系数生成部33的内部，传输路径特性估计部331从减法部31的输出s(t)估计出传输路径特性F(ω)，同时将输出提供给残差特性计算电路3309作为输入。

在传输路径特性估计部331的内部，FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)电路3301从减法部31的输出s(t)提取出对应于有效码元期间长度的信号，进行FFT变换，从而将s(t)从时域信号变换为频域信号，并将输出s(ω)提供给码元编号提取电路3302作为输入，同时也提供给SP提取电路3303的第一输入。

码元编号提取电路3302从包含于输入s(ω)的如TMCC(TransmissionMultiplexing Configuration Control，传输复用结构控制)等关于码元的信息中提取码元编号以指定SP的配置。一旦码元编号被提取出来之后，也可以用码元编号相加来代替提取处理。作为要确定SP的配置、振幅和相位的最小必要信息的码元编号除以4得到的余数被输出，并且该输出分别被提供给SP提取电路3303、传输路径特性计算电路3304和SP合成电路3305各自的第二输入。以下，码元编号不会再直接使用，因此将码元编号除以4得到的余数改称为“码元编号”。

根据码元编码提取电路3302的指定，SP提取电路3303从FFT电路3301的输出s(ω)中提取出只有SP信号的信号Sp(ω)，并且将该输出Sp(ω)提供给传输路径特性计算电路的第一输入。

根据码元编号提取电路3302的指定，传输路径特性计算电路3304在内部生成其振幅和相位已知的指定的SP信号Xp(ω)，通过将SP提取电路3303输出的SP信号Sp(ω)除以Xp(ω)来计算出对SP的传输路径特性Fp(ω)，并且该输出被提供给SP合成电路3305的第一输入。

SP合成电路3305保存对应于SP的4个码元的传输路径特性Fp(ω)，根据码元编号提取电路3302的指示将分配于4个码元的SP合成为载波的原始配置，并重新输出对应于合成SP的传输路径特性Fp’(ω)。也就是说，按照码元编号0的Fp(ω)的左端、码元编号1的Fp(ω)的左端、码元编号2的Fp(ω)的左端、码元编号3的Fp(ω)的左端，码元编号0的Fp(ω)的从左端第2个……的顺序重新配置。根据输出的合成SP得到的传输路径特性Fp’(ω)被提供给插值电路3306。

插值电路3306仅对合成的SP插值分散地获得的传输路径特性Fp’(ω)，并估计出信号频带整体的传输路径特性。

也就是说，插值电路3306用对已经计算出的SP的传输路径特性，插值从SP之间被删除的数据载波的位置的传输路径特性，获得信号频带整体的传输路径特性。也可以用不同的可行方法来插值，如在载波的方向进行低通滤波。这种方法通过根据低通滤波器的脉冲响应来进行卷积运算从而实现插值。然而，从精确性和稳定性的角度来看，脉冲响应需要被设定为有限长度才能有用。插值电路3306输出所获得的信号频带全体的传输路径特性，并将输出提供给稀疏电路3308。

稀疏电路3308将数据变稀疏，并减少数据点数，以缩短后面电路的处理时间。稀疏处理以这种方式来执行是为了防止在IFFT电路3310进行时间轴的转换时相位关系产生偏移，以及防止成为IFFT处理的中心频率的载波数据位置产生偏移。由IFFT处理的限制，以每2的幂次稀疏数据点数。数据片数随着稀疏间隔的增加而减少，但如日本专利申请特开2001-223663号公报中所述，是有实际的界限的，大约限制在2或4。另外，当数据没有被稀疏时，稀疏电路可以省略。稀疏后的数据F(ω)从传输路径特性估计部331输出，并将该输出提供给残差特性计算电路3309。

图3表现传输路径特性估计部331的内部操作的模式。该操作已经说明过，因此仅将此图用作参考并省略其中的说明。

残差特性计算电路3309根据传输路径特性估计部331的输出F(ω)来计算消除残差E(ω)，并将输出提供给IFFT电路3310。

IFFT电路3310对残差特性计算电路3309的输出E(ω)进行IFFT，从而将频域的残差E(ω)转换为时域的残差e(t)，并将输出提供给系数更新电路3311。

系数更新电路3311根据IFFT电路3310的输出e(t)、基于预先确定的系数更新表达式计算出滤波系数w_new(t)，并将输出作为滤波系数生成部33的输出w_fir(t)提供给FIR滤波器32的第二输入。

接下来，将说明环路干扰消除器3消除环路干扰的条件。

首先，传输路径特性估计部331的输出F(ω)用(式2)表示：

$>>F>>(>\omega >)>>=>>>w>\_>in>>(>\omega >)>>>>1>->\{>w>\_>in>>(>\omega >)>>w>\_>o\; ut>>(>\omega >)>>w>\_>loo\; p>>(>\omega >)>>->w>\_>fir>>(>\omega >)>>\}>>>·>·>·>>>(式2)$

因此，环路干扰信号能够被减法部31消除的条件用(式3)表示：

w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)＝w_fir(ω)   …(式3)

这里，当消除残差E(ω)如(式4)所定义时，

E(ω)＝w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)-w_fir(ω)  …(式4)

对(式2)进行变形，得到(式5)。

$>>E>>(>\omega >)>>=>1>->>>w>\_>in>>(>\omega >)>>>>F>>(>\omega >)>>>>·>·>·>>>(式5)$

这里，使模型简化，假定接收部件的频率特性在信号带内平坦时，其传输函数w_in(ω)变成常数D，并可基于(式6)在残差特性计算部3309中被计算出来。

$>>D>=>>\Sigma >\omega >>F>>(>\omega >)>>·>·>·>>>(式6)$

这时，消除残差E(ω)由(式7)所表示。

$>>E>>(>\omega >)>>=>1>->>D>>F>>(>\omega >)>>>>·>·>·>>>(式7)$

此外，系数更新电路3311的系数更新表达式由(式8)所定义。

w_new(t)＝w_old(t)+μe(t)   …(式8)

其中，(式8)中的w_old(t)时更新前的系数，μ是小于等于1的非负常数。

在上述结构中，需要进行反馈控制操作从而使环路干扰传输函数w_loop(ω)w_out(ω)和FIR滤波器32的传输函数w_fir(ω)之间的差，即消除残差E(ω)，能够收敛到0，并且只有主波成分被输出到环路干扰消除器3的输出s(t)。

图4是对环路干扰消除器3的各个部件处理的数据片数加了注释的方框图。各个部件的连接及其处理都和图2中的完全相同，因此省略其操作的说明。数据片数可将前面所述的ISDB-T方式的模式3传输的情况为例。

在FFT电路3301的输入/输出、码元编号提取电路3302的输入和SP提取电路3303的第一输入，数据点数为8192点。在SP提取电路3303的输出、传输路径特性计算电路3304的第一输入和输出以及SP合成电路3305的第一输入，数据点数为469点，也就是包含于一个码元中的SP数。在SP合成电路3305的输出和插值电路3306的输入，数据点数为1873点，也就是对应于4个码元的SP数(但是，右端的导频信号是公共的)。在插值电路3306的输出和稀疏电路3308的输入，数据点数表示载波的配置，因此和FFT电路3301的输入/输出一样也是8192点。在稀疏电路3308的输出、残差特性计算电路3309的输入/输出和IFFT电路3310的输入/输出，数据点数根据数据如何被稀疏处理减少而变化，但数据点数是相同的，实际上是2048点或4096点或8192点。

这里要求环路干扰消除器能够提供对环路干扰波或主站波相位和电平的时间变化的高度可跟踪性、高精度的消除操作、以及装置的小型化。

然而，在上述结构中，先通过对用SP的传输路径特性进行插值而估计出信号频带整体的传输路径特性，然后计算出残差特性，因此增加用于处理的数据点的数目而妨碍高速的处理，此外用于插值的低通滤波器的脉冲响应的不完整性(例如有限的长度)降低传输路径特性的估计精度，并且还存在低通滤波器需要大规模电路的问题。

发明内容

本发明的目的是用减少处理的数据点数来提高环路干扰消除器的自适应操作的速度，从而实现对环路干扰波和主站波的相位和电平对时间变化的高度可跟踪性，通过提高内部处理的精确度来执行高精度的消除操作，并减少电路的规模从而实现装置的小型化。

本发明的主题在于不采用对合成SP(Scattered Pilot，分散导频)的传输路径特性执行插值之后计算残差特性，然后对该残差特性进行IFFT处理以将其转换为时域信号的结构，而采用先对合成SP的传输路径特性计算残差特性，对该残差特性插入0并进行IFFT处理来转换为时域信号之后执行窗口化处理的结构。

这样，通过减少处理的数据点数提高环路干扰消除器自适应操作的速度，实现对环路干扰波和主站波的相位和电平的时间变化的高度可跟踪性，改进内部处理的精度，执行高精度消除操作并减少电路规模，从而可以获得实现装置小型化的有利效果。

根据本发明实施例的环路干扰消除器是用于当以发送和接收相同的频率中继具有等间隔参考载波的多载波信号时，消除发送/接收天线之间的环路干扰的环路干扰消除器，包括：消除部件，用设定系数的滤波器消除包含于接收信号中的环路干扰；传输路径特性估计部件，估计所述消除环路干扰之后的信号的传输路径特性；残差特性计算部件，基于所述传输路径估计部件的估计结果来计算消除残差；0插入部件，向所述残差特性计算部件的输出中插入0数据；快速傅立叶逆变换部件，将所述0插入部件的输出转换为时域信号；窗口化部件，对所述傅立叶逆变换部件的输出，提取除去传输路径特性重复成分的一个范围和由所述滤波器系数指定的一个范围这两者之中的较小者；以及更新部件，基于所述窗口化部件的输出更新所述滤波器系数。

根据本发明另一实施例的环路干扰消除方法是一种当以发送和接收相同的频率中继具有等间隔的参考载波的多载波信号时，消除发送和接收天线之间的环路干扰的环路干扰消除方法，包括：消除步骤，用设定系数的滤波器消除包含于接收信号中的环路干扰；传输路径特性估计步骤，估计所述消除环路干扰之后的信号的传输路径特性；残差特性计算步骤，基于所述传输路径估计步骤的估计结果来计算消除残差；0插入步骤，向所述残差特性计算步骤的输出结果中插入0数据；快速傅立叶逆变换步骤，将所述0插入步骤的输出结果转换为时域信号；窗口化步骤，对所述快速傅立叶逆变换步骤的输出，提取除去传输路径特性重复成分的一个范围和由所述滤波器的系数指定的一个范围这两者中的较小者；以及更新步骤，基于所述窗口化步骤的输出结果更新所述滤波器系数。

附图说明

图1是表示导频信号配置的一例的模式图；

图2是表示环路干扰消除器结构的一例的方框图；

图3是说明图2所示的环路干扰消除器的滤波系数生成部件的操作的略图；

图4是表示图2所示的环路干扰消除器的对各个部件附加处理的数据点数的滤波系数生成部件的结构方框图；

图5是表示使用根据本发明实施例的环路干扰消除器的中继广播系统一例的原理结构方框图；

图6是表示根据本发明实施例的环路干扰消除器的结构方框图；

图7是说明当假定用于根据本发明实施例的环路干扰消除器的码元数为1时的滤波系数生成部件的操作模式图；

图8是说明当假定用于根据本发明实施例的环路干扰消除器的码元数为2时的滤波系数生成部件的操作模式图；

图9是说明当假定用于根据本发明实施例的环路干扰消除器的码元数为4时的滤波系数生成部件的操作模式图；以及

图10是表示根据本发明实施例的环路干扰消除器的对各个部件附加处理的数据点数的滤波系数生成部件的结构方框图。

具体实施方式

下面参照附图对本发明的实施方式进行说明。

图5是表示使用环路干扰消除器的SFN中继系统模型的方框图。图中的记号“*”表示卷积运算。此外，除特别说明之外，以下的信号或响应都按照复数进行处理。假设”(t)”表示时域信号，”(w)”表示频域信号，以一个域中的定义同时确定在另一个域上的定义。

图5中的接收部2将RF(Radio Frequency，无线频率)带的信号转换为基带信号，而相反地，发送部4将基带信号转换为RF带信号。然而，这些频率转换对本发明没有任何本质上的影响，因此在下文中除特别说明之外，不会再提到这些频率转换。

在图5中，x(t)表示总站信号，r(t)表示接收部2的输入信号，s(t)表示发送部4的输入信号，w_in(t)表示接收部2的脉冲响应，w_out(t)表示发送部4的脉冲响应，w_loop(t)表示环路干扰传输路径6的脉冲响应，w_fir(t)表示环路干扰消除器3a内部的FIR(Finite Impulse Response，有限脉冲响应)滤波器32的脉冲响应。

在图5中，接收天线1接收来自于环路干扰传输路径的总站信号x(t)和环路干扰信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)的合成信号，并将输出r(t)提供给接收部2。接收部2对接收信号r(t)执行滤波、频率转换和增益调整等处理，并将输出w_in(t)*r(t)提供给环路干扰消除器3a中的减法部31的第一输入。

在环路干扰消除器3a中，减法部31用接收部2的输出w_in(t)*r(t)减去FIR滤波器32的输出w_fir(t)*s(t)，并将输出s(t)提供给FIR滤波器32的第一输入以及滤波器系数生成部33，同时也作为环路干扰消除器3a的输出提供给发送部4。

滤波器系数生成部33从减法部31的输出s(t)估计出传输路径的特性从而生成滤波器系数，并将输出w_fir(t)提供给FIR滤波器32的第二输入。

FIR滤波器32将减法器31的输出s(t)与滤波器系数生成部33的输出w_fir(t)进行卷积运算从而生成环路干扰信号的复制w_fir(t)*s(t)，并将输出提供给减法部31的第二输入。

发送部4对减法部31的输出s(t)执行滤波、频率转换以及增益调整等处理从而生成中继信号w_out(t)*s(t)，并将输出提供给发送天线5。

发送天线5将发送部4的输出w_out(t)*s(t)发射出去，输出的一部分经过环路干扰传输路径6并且作为环路干扰信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)环绕于接收天线1。

这里，将对环路干扰消除器3a消除环路干扰的条件进行说明。

首先，传输路径特性估计部331a的输出Fp’(ω)由(式9)所表示。注意，对于OFDM全体，不仅是SP而且所有数据载波的输出都由(式2)所示的F(ω)所表示，但在此实施方式的情况下，只有具有导频载波(SP)频率的输出由Fp(ω)所表示。然后，这个输出Fp(ω)表示一个码元的输出，而当多个码元合成的时候则由Fp’(ω)所表示。

$>>F>>p>\prime >>>(>\omega >)>>=>>>w>\_>in>>(>\omega >)>>>>1>->\{>w>\_>in>>(>\omega >)>>w>\_>o\; ut>>(>\omega >)>>w>\_>loo\; p>>(>\omega >)>>->w>\_>fir>>(>\omega >)>>\}>>>·>·>·>>>(式9)$

因此，环路干扰信号被减法部31消除的条件由(式10)所表示。

w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)＝w_fir(ω)    …(式10)

这里，如果消除残差E(ω)如(式11)所示而定义，

E(ω)＝w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)-w_fir(ω)   …(式11)

代入(式9)进行变形，就得到(式12)。

$>>E>>(>\omega >)>>=>1>->>>w>\_>in>>(>\omega >)>>>>F>>p>\prime >>>(>\omega >)>>>>·>·>·>>>(式12)$

这里，使模型简化，假设接收部2的频率特性在信号频带内平坦时，其传输函数w_in(ω)变成常数D，并可基于(式13)在残差特性计算电路3309内部被计算出来。

$>>D>=>>\Sigma >\omega >>>$ >>>p>\prime >>>(>\omega >)>>·>·>·>>>(式13)$$

此时，消除残差E(ω)由(式14)所表示。

$>>E>>(>\omega >)>>=>1>->>D>>F>>p>\prime >>>(>\omega >)>>>>·>·>·>>>(式14)$

此外，将系数更新电路3311的系数更新表达式定义为(式15)。

w_new(t)＝w_old(t)+μe(t)   …(式15)

其中，(式15)中的w_old(t)是更新前的系数，μ是小于等于1的非负常数。在上述条件下，需要执行反馈控制从而使得作为环路干扰传输函数w_loop(ω)w_out(ω)和FIR滤波器32的传输函数w_fir(ω)之间的差分的消除残差E(ω)收敛到0，并且只有主波成分被输出到环路干扰消除器3的输出s(t)。

图6是表示根据本发明实施方式1的环路干扰消除器3a的结构方框图。在图6中，和图2中相同的组成部分附上同样的标号用于说明。

在滤波器系数生成部33a内部，传输路径特性估计部331a将从减法部31的输出s(t)估计出的传输路径特性F(ω)作为第一输出，并且将该输出提供给残差特性计算电路3309的输入。传输路径特性估计部331a将确定SP的配置、振幅和相位所需要的最小信息——码元编号作为第二输出，并且将该输出分别提供给0插入电路3312和相位旋转补偿电路3314各自的第二输入。

在传输路径特性估计部331a的内部，FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)电路3301从减法部31的输出s(t)中提取出对应于有效码元期间长度的信号，执行FFT将时域信号s(t)转换为频域信号，并将输出s(ω)提供给码元编号提取电路3302的输入和SP提取电路3303的第一输入。

码元编号提取电路3302从包含于输入s(ω)中的如TMCC(TransmissionMultiplexing Configuration Control，传输复用控制结构)等码元信息中提取用于指定SP配置的码元编号。一旦提取出码元编号之后，可以用码元编号相加来代替提取处理。码元编号除以4的余数作为要确定SP的配置、振幅和相位的最小必要信息被输出，并且该输出分别被提供给SP提取电路3303、传输路径特性计算电路3304、SP合成电路33051、0插入电路3312和相位旋转补偿电路3314各自的第二输入。以下，不再直接使用码元编号，因此将码元编号除以4得到的余数改称为“码元编号”。

根据码元编号提取电路3302的指定，SP提取电路3303从输出FFT电路3301的输出S(ω)提取出只有SP信号的信号Sp(ω)，并将该输出Sp(ω)提供给传输路径特性计算电路的第一输入。

根据码元编号提取电路3302的指定，传输路径特性计算电路3304在内部生成其振幅和相位已知的指定的SP信号Xp(ω)，通过将SP提取电路3303输出的SP信号Sp(ω)除以SP信号Xp(ω)从而得到对于SP的传输路径特性Fp(ω)，并将输出提供给SP合成电路33051的第一输入。

SP合成电路33051对于多个码元保存对应于SP的传输路径特性Fp(ω)，根据预先指定的规则R的码元编号提取电路3302的指定将分布于多个码元的SP合成为在波的原始配置，并重新输出合成SP的传输路径特性Fp’(ω)。后面将对规则R进行更详细的说明。

当根据规则R将连续的4个码元合成时，采用与图2中所说明的SP合成电路3305相同的处理。

此外，当根据规则R仅使用一个码元时，显然不需要合成，SP合成电路33051可以省略。

所述SP合成电路33051的输出Fp’(ω)用作传输路径特性估计部331a的第一输出，并且该输出被提供给残差特性计算电路3309。

残差特性计算电路3309根据传输路径特性估计部331a的输出Fp’(ω)计算出消除残差E(ω)，用计算出的消除残差E(ω)作为输出，并将输出提供给0插入电路3312的第一输入。

0插入电路3312、IFFT电路3310、窗口电路3313和相位旋转补偿电路3314对于提供给0插入电路3312的第一输入的消除残差E(ω)插入SP之间的特性，将其转换为时域信号e(t)。

首先，0插入电路3312在从作为第一输入的合成SP的消除残差E(ω)之间删除的数据载波的位置插入0。如何插入0的方法取决于规则R。简而言之，同时插入两个0。后面将对规则R进行具体说明。

当根据规则R合成4个连续的码元时，0插入电路3312在从合成SP中间删除的数据载波的位置插入0。也就是说，由于合成SP每三个载波而配置，因此同时插入两个0(参见图3的插值处理)。

此外，数据点数需要设为2的幂次，从而能够被后面的IFFT电路3310处理，因此在信号频带外数据的左右插入连续的0。这些插入也依赖于规则R，简言之，数据通过插入0而被扩展，从而使频带宽度与FFT电路3301所处理的信号频带具有同样的宽度。

这些插入了0的0插入电路3312的输出被提供给IFFT电路3310。

IFFT电路3310对被0插入电路3312插入了0的消除残差E(ω)执行IFFT从而将频域的残差E(ω)转换为时域的残差e(t)，然后将输出提供给窗口化电路3313。

窗口化电路3313根据规则R，从IFFT电路3310输出的时域信号中，或者除去传输路径特性的重复成分的一个范围，或者限定在FIR过滤器32的系数范围内的一个范围，提取两者中的较小者。后面将对规则R进行更详细的说明。

窗口化电路3313的输出被提供给相位旋转补偿电路3314的第一输入。

相位旋转补偿电路3314根据作为第二输入的码元编号提取电路3302的指定，对由第一输入的时域信号所接收的、在IFFT电路3310输入处成为IFFT处理的中心频率的载波数据的位置偏移带来的相位旋转进行补偿。由于IFFT电路3310的输入依赖于规则R，相位补偿也依赖于规则R。简言之，假定中心频率的偏移为Δω，对作为第一输入的时域信号的每个时刻t都乘以exp(-jΔωt)，其中j是虚数单位。后面将会对规则R进行更详细的说明。

当根据规则R使用包括码元编号0的码元时，在IFFT电路3310的输入处成为IFFT处理的中心频率的载波数据没有偏移，因此不需要进行相位补偿，从而相位旋转补偿电路3314可以省略。

相位旋转电路3314输出的时域信号变为消除残差e(t)，并且输出被提供给系数更新电路3311。

接下来将对规则R和与其相关的SP合成电路33051、0插入电路3312、窗口化电路3313和相位旋转补偿电路3314的处理进行更详细的说明。

规则R大体上可以分为如下几种情况：使用1个码元，使用2个码元和使用4个码元。

首先，将对规则R使用1个码元的情况时的各个部件的处理进行说明。图7表现使用1个码元的情况下的操作模式。

当仅使用一个码元时，SP合成电路33051是不需要的，并且传输路径特性估计部331a的输出是以每12个载波提取的传输路径特性。0插入电路3312考虑12个载波和2的幂次的最大公约数，每4个载波提取传输路径特性，从而在IFFT电路3310处理之前生成每2的幂次提取的传输路径特性，并在12个载波里插入2个0。此外，通过在数据外侧插入0使得数据被扩展，从而得到和FFT电路3301所处理的信号相同的带宽。在这种情况下，根据码元编号的SP配置规则，带宽可能与原始带宽不符合。

更具体的说，对于码元编号0没有频带偏移，对于码元编号1有(-3)的载波偏移，对于码元编号2有(-6)的载波偏移，对于码元编号3有(-9)的载波偏移。0插入电路3312保持该偏移的同时将输出提供给IFFT电路3310的输入。这些信号通过插入0而增加了数据，但它们本质上还是12载波间隔的信号，因此基于众所周知的采样定理，在IFFT电路3310的输出中，时域每(1/12)个码元时间就电绕。由于这个原因，IFFT电路3310向其提供输出的窗口化电路3313仅提出从时间0开始(1/12)码元的信号。

接下来对使用2个码元的情况进行说明。图8表现使用两个码元的情况下的操作模式。假设这两个码元不是两个连续的码元而是越过1个中间码元的两个码元构成的组。更具体的说，也就是码元编号0和2构成的组，或码元编号1和3构成的组。SP合成电路33051将提供给第一输入的对应于SP的传输路径特性Fp(ω)作为2个码元构成的组来保存，并保持原始SP的顺序将它们合成。在码元编号0和2构成的组中，按照码元编号0的Fp(ω)左端，码元编号2的Fp(ω)左端，码元编号0的Fp(ω)从左端第二个……的顺序重新配置。对于码元编号1和3的组合的情况也是一样的。传输路径特性估计部331a的输出变成以每6个载波提取的传输路径特性。在码元编号1和3的情况下，右端的导频信号不符合每6个载波提取的规则，因此被删除。

为了在IFFT电路3310处理之前生成每(2的幂次)提取的传输路径特性，0插入电路3312考虑6个载波(和2的幂次)的最大公约数从而每2个载波提取传输路径特性，并在6个载波里插入两个0。此外，通过在数据外侧插入0来扩展数据，从而得到与FFT电路3301处理的信号相同的带宽。在这种情况下，根据SP配置规则，有些码元编号可能与原始带宽不匹配。具体的说，对于码元编号0和2的组合没有频带偏移，而对于码元编号1和3的组合有(-3)的频带偏移。0插入电路3312保持此偏移的同时将输出提供给IFFT电路3310的输入。这些信号通过插入0而增加了数据，但是它们本质上还是6个载波间隔的信号，因此基于众所周知的采样定理，在IFFT电路3310的输出中每(1/6)码元时间时域便电绕。由于这个原因，IFFT电路3310向其提供输出的窗口化电路3313仅提取从时刻0开始(1/6)码元的信号。然而，(1/6)码元时间也有可能超过保证码元正常接收的保护周期，因此不是很实用，却有可能限于FIR滤波器32的系数范围内。

用于使用一个码元或使用两个码元的情况下的相位旋转补偿电路3314对由上述载波偏移带来的相位旋转进行补偿。如上所述，作为相位旋转补偿电路3314第一输入的时域信号由于上述载波偏移而接受的相位旋转与从时刻0的延迟时间是成比例的，并且在根据ISDB-T模式的模式3传输的情况下，便为载波偏移的(2π/8192)倍。例如，在载波偏移为(-3)的情况下，比例系数变为(-3)*(2π/8192)，并且如果假设比例系数为Δω，在从时刻0的延迟t，作为相位补偿乘以exp(-j*Δω*t)。

接下来将对使用4个码元时的情况进行说明。图9表现使用4个码元的操作模式。当使用4个连续的码元时，如上所述，SP合成电路33051的操作和图2中的SP合成电路3305的处理是相同的。和使用一个码元的情况或使用两个码元的情况不同的是，不会产生载波偏移。0插入电路3312将输出提供给IFFT电路3310的输入。这些信号通过插入0而增加数据，但是这些信号本质上还是3个载波间隔的信号，因此基于众所周知的采样定理，在IFFT电路3310的输出中，时域每(1/3)码元时间就电绕。由于这个原因，IFFT电路3310向其提供输出的窗口化电路3313仅提取从时刻0开始的(1/3)码元的信号。然而，(1/3)码元时间有可能超过保证码元正常接收的保护时间，因此不是很实用，却有可能限定于FIR滤波器32的系数范围内。

规则R可以由多种组合和限定来定义。例如，在使用1个码元的情况下，只使用码元编号0从而不需要相位旋转补偿电路3314。在使用2个码元的情况下，只使用码元0和2的组合，从而不需要相位旋转补偿电路3314。

此外，可以通过在环路干扰消除的开始时刻或重新启动时刻提高码元数来提高计算的精度，并且每当系数更新电路3311的更新数超过预定数量时设定处理的数据点数少而期望缩短更新时间的更少的码元数。在正常操作期间增加码元数，而在系数更新电路3311的系数变化比较剧烈时可通过减少处理的数据点数来缩短更新时间，从而可以减少码元数。

图10是对环路干扰消除器3a的各个部件处理的数据片数加上注释的方框图。各个部件的连接及其处理和图6所示的完全相同，因此省略对其中操作的说明。数据片数将根据所述的ISDB-T方式的模式3传输的情况为例。

在FFT电路3301的输入/输出、码元编号提取电路3302的输入以及SP提取电路3303的第一输入，数据片数为8192点。在SP提取电路3303的输出、传输路径特性计算电路3304的第一输入和输出以及SP合成电路33051的第一输入，数据点数为1个码元中包含的SP数的469点。在SP合成电路33051的输出、残差特性计算部3309的输入和输出以及0插入电路3312的第一输入，数据点数随着用于规则R的码元数M而变化，假定包含右端的导频信号则数据点数为(M*468+1)点。在0插入电路3312的输出、IFFT电路3310的输入/输出以及窗口电路3313的输入，数据点数随着用于规则R的码元而改变，1个码元时是2048点，2个码元时是4096点，4个码元时是8192点。在窗口化输出的后面的部件中，数据点数依赖于窗口化处理。实际上，当用于规则R的码元数为1时，数据片的数目为接近于(8192/12)的682点；而当码元数为2或4时，数据点数为对应于典型保护时间(1/8)码元时间的1024点。因此，相比图4中所示的传统例子，这里处理的数据点数大大减少，于是可以缩短各个部件的处理时间以及各个部件之间的数据输入/输出时间。

此外，相对于图2中所示的环路干扰消除器中在传输路径特性估计部件的输出用插值来获得频带全体的传输路径特性，本实施方式中可以只使用SP部分作为传输路径特性估计部件的输出，获得残差特性之后再插入0、进行IFFT、进行窗口化而使用采样定理来获得对应于频带全体的残差特性的时域信号。此外，不同与使用插值的有限字长低通滤波的对频带全体的不完全的扩展，使用上述采样定理的扩展是理论上最精确的对频带全体的扩展。此外，从忽略各个部件的连接的电路规模的观点来看，这是一种用0插入和窗口化来代替插值的结构，但由于0插入只是插入0数据的处理并且窗口化只是提取数据的处理，因此该电路规模远远小于执行计算的插值。

因此，根据本实施方式的环路干扰消除器3a，通过限制传输路径特性估计部331a的数据点数，并通过不经插值而在频域进行0插入以及时域转换后的窗口化操作来扩展到频带全体，从而可以达到有利的效果，即通过减少处理的数据点数来提高环路干扰消除器的自适应操作的速度，实现对环路干扰波或主站波的相位和电平的时间变化的高度可跟踪性，通过更精确地执行内部处理，执行高精度消除操作，并通过缩减电路规模实现装置的小型化。

如上所述，根据本发明能够实现有利效果，即，通过处理的数据点数减少提高环路干扰消除器的自适应操作的速度，实现对环路干扰波或主站波的相位和电平的时间变化的高度可跟踪性，通过执行高精度的内部处理，执行高精度的消除操作，并且通过缩减电路规模，实现装置小型化。

本实施方式说明了SFN中继系统中的环路干扰消除器，但只要采用OFDM传输方式的系统，本实施方式也可以应用于如无线LAN和无线通讯系统中的转发器等。

本说明书基于2002年10月11日提交的特愿2002-299523号日本专利申请和2003年10月1日提交特愿2003-343412号的日本专利申请，其全部内容都包含于此以资参考。

本发明的工业实用性在于，本发明涉及一种使用从OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用)信号估计出的传输路径特性来消除环路干扰的环路干扰消除器，并可应用于环路干扰消除器、中继系统和环路干扰消除方法，用于陆地数字广播中实现广播波中继SFN的中继广播站和无线通信中的转发器等中。