具有改进抗突发传输功能的GPS接收机

摘要

典型地，GPS信号较弱，因此容易受到处于相同或相邻频段的其他无线电传输的干扰。当GPS接收机与包括如蜂窝电话等无线电发射机的通信设备处于同一位置时，干扰问题尤其明显。从同一位置的通信设备发射的信号会使设计用于接收较弱GPS信号的GPS接收机前端过载(或饱和)。在这种情况下，从源自GPS卫星的接收GPS信号中，不能提取出任何有用的信息。这里所述的是一种新型装置和方法，用于使处于同一位置的干扰对GPS接收机的影响最小。

说明书

技术领域

本发明涉及一种扩展频谱通信，更具体地，涉及一种位于射频发射机附近的改进GPS接收机。

背景技术

全球定位系统(GPS)的基本功能在于当接收到来自绕地球轨道飞行的GPS卫星网络的多个GPS信号时，计算GPS接收机的位置的经度、纬度和高度(即，接收机的坐标)。典型地，通过比较与所接收的选定数目的GPS信号相关的定时来开始GPS接收机的坐标的计算。在所接收到的GPS信号的初始比较之后，产生与所接收到的GPS信号的选定组相关的定时校正数值。进行定时校正，以便求解将GPS接收机的坐标作为解的三维几何问题，。

典型地，接收到的GPS信号较弱，因此容易受到处于相同或相邻频段的其他无线电传输的干扰。当GPS接收机与包括如蜂窝电话等无线电发射机的通信设备处于同一位置时，干扰问题尤其明显。从同一位置的通信设备发射的信号会使设计用于接收较弱GPS信号的GPS接收机前端过载(或饱和)。在这种情况中，从源自GPS卫星的接收GPS信号中，不能提取出任何有用的信息。

在所选取的示例中，通过在利用GPS接收机前端对各个传输信号波段进行下转换之前，对来自GPS天线的所有接收信号进行滤波，可以克服该问题。典型地，在进一步滤波或与其他频率进行混频之前，首先将低噪声放大器(LNA)用于放大信号。采用这种方法的结果在于滤波器中的所有信号能量的损失永久地降低了GPS接收机的灵敏度，而与处于同一位置的通信设备是否正在发射无关。当从卫星接收的GPS信号较弱时，不希望出现这种情况，并且GPS接收机的灵敏度的降低进一步降低了系统的可操作性。此外，滤波器还占用了空间，增加了单元成本并且会消耗额外的功率。

可选地，通过使用高线性LNA可以克服由处于同一位置的通信设备所引起的问题。这保证了尽管存在传输中局部产生的较大干扰，LNA也能够放大GPS信号。该解决方案的缺点在于这种LNA会消耗额外的功率，这在如蜂窝电话等以便携式电池供电的设备中是不能接受的。还需要位于LNA之后的滤波器，以充分地抑制干扰信号，以防止典型是混频器的接收机的下一级过载。这些附加性能要求增大了滤波器的尺寸、功率消耗和成本，并很难实现无附加滤波器的高度集成接收机设计。

假设不可能容易地去除干扰传输的影响，尽管存在干扰，重要的是尽可能地实现最大性能。已经广泛使用的实现这种性能的方法是使用从处于同一位置的通信设备的发射机导出的“消隐(blanking)”信号，并且无论何时，只要发射机处于开机就使该信号有效，用于抑制发射期间GPS接收机的操作。其缺点在于不能始终容易地从同一位置的发射机导出这种信号。即使能够从同一位置的发射机导出这种信号，单元的物理构造也可能会阻止信号连接到GPS接收机中。例如，可以不在物理上将GPS接收机和同一位置的通信设备构造成单一的设备。此外，可以存在多于一个的通信设备，如具有如短距离无线电链路之类附加功能的蜂窝电话。

在这种情况下，其优点在于，如果GPS接收机能够为其自身决定同一位置的发射机有效的周期，并且采取这样的动作使得尽可能减轻由于干扰传输而产生的性能损失。

发明内容

根据一种方案，可以将本发明总结为一种限制干扰传输对GPS(全球定位系统)接收机的影响的方法，所述GPS接收机具有无线电前端和无线电后端，无线电前端对以射频(RF)接收的至少一个GPS射频信号进行下转换，将其转换为中频(IF)，而无线电后端在已经将GPS无线电信号下转换为IF之后，从至少一个GPS射频信号中导出数字数据的位流并处理所述数字数据位流，所述方法包括以下步骤：i)当接收到的无线电信号超过阈值时，感知(sensing)无线电前端中的过载状态；ii)当感知到无线电前端中的过载状态时，产生过载信号；iii)将过载信号耦合到无线电后端；以及iv)响应过载信号的出现，在无线电后端中利用本地产生的位模式来替换数字数据的位流，选择本地产生的位模式，以便当被处理时，与如果处理数字数据的位流相比，其会引起在无线电后端中累积的较少噪音。

根据另一方案，本发明提出了一种GPS(全球定位系统)接收机，包括：无线电前端和无线电后端，无线电前端对以射频(RF)接收的至少一个GPS射频信号进行下转换，将其转换为中频(IF)，而无线电后端在已经将GPS无线电信号下转换为IF之后，从至少一个GPS射频信号中导出数字数据的位流并处理所述数字数据位流；过载检测器，用于当接收到的无线电信号超过阈值时，在无线电前端中产生过载信号，并将过载信号发送到无线电后端；以及替换装置，用于响应过载信号的出现，在无线电后端中利用本地产生的位模式来替换数字数据的位流，选择本地产生的位模式，以便当被处理时，与如果处理数字数据的位流相比，其会引起在无线电后端中累积的较少噪音。

根据另一方案，本发明提出了一种GPS(全球定位系统)接收机，包括：无线电前端和无线电后端，无线电后端从至少一个GPS射频信号中导出数字数据的位流并处理所述数字数据位流；过载检测器，用于当接收到的无线电信号超过阈值时，在无线电前端中产生过载信号，并将过载信号发送到无线电后端；以及替换装置，用于响应过载信号的出现，在无线电后端中利用本地产生的位模式来替换数字数据的位流，选择本地产生的位模式，以便当被处理时，与如果处理数字数据的位流相比，其会引起在无线电后端中累积的较少噪音。

根据另一方案，本发明提出了一种限制干扰传输对GPS(全球定位系统)接收机的影响的方法，所述GPS接收机具有无线电前端和无线电后端，无线电后端从至少一个GPS射频信号中导出数字数据的位流并处理所述数字数据位流，所述方法包括以下步骤：i)当接收到的无线电信号超过阈值时，感知无线电前端中的过载状态；ii)当感知到无线电前端中的过载状态时，产生过载信号；iii)将过载信号耦合到无线电后端；以及iv)响应过载信号的出现，在无线电后端中利用本地产生的位模式来替换数字数据的位流，选择本地产生的位模式，以便当被处理时，与如果处理数字数据的位流相比，其会引起在无线电后端中累积的较少噪音。

当回顾以下对发明特定实施例的描述时，对于本领域的普通技术人员，本发明的其他方面和特征是显而易见的。

附图说明

现在参考附图，更详细地描述本发明的优选实施例，其中：

图1是示出了传统超外差GPS接收机的方框图；

图2是根据本发明方案改进的超外差GPS接收机的方框图；

图3是用于感知信号电平的典型电路的示意图；以及

图4是根据本发明方案的数据调节器电路的实施例的示意图。

具体实施方式

超外差体系结构是一种通用的接收机前端体系结构，用于移动通信应用。图1所示为使用超外差体系结构的传统GPS接收机100的简化方框图。在图1中，超外差体系结构包括天线102、低噪声放大器(LNA)104、可选的图像抑制滤波器106、混频器108、压控振荡器(VCO)109和中频(IF)滤波器112。

首先，由天线102接收射频(RF)无线电信号20，并由LNA20进行放大。然后，可选地，滤波器106对无线电信号20进行滤波。通过将其功能集成到LNA20或混频器108中，可以去除对该滤波器的需要。混频器108通过利用由VCO110产生的本地振荡器信号LO，将无线电信号20从RF转换到较低的IF。此时，将无线电信号20集中在可以进行后端处理的足够低的频率上。

从前端到后端的转移处理需要由IF滤波器112对已经下转换的无线电信号20进行滤波，然后通过模拟数字转换器(ADC)114。ADC114将无线电信号20从模拟波形的总和转换为能够处理的数字数据的位流。

与本发明有关的所接收信号的后端处理包括相关器116和处理器118。按照与CDMA传输相类似的方式来调制GPS信号，由此使用伪随机码来识别每一个绕轨飞行的GPS卫星并有助于解析所接收GPS信号的定时。由在相关器116中执行相关功能的逻辑电路来处理这种信号。在相关器116中，当专用于每一个GPS卫星的代码的本地拷贝与利用相同代码调制的所接收信号位于同相时，施加到扩谱GPS信号的处理增益上升到正在接收的噪声之上。必须针对所有的GPS卫星执行该相关和同步处理，以便识别最强的信号集合，用于计算GPS接收机的坐标。然后，将结果从相关器116传递到处理器118，以确定到每一个卫星的信号路径延迟，因此能够计算接收机的位置。

当出现如来自同一位置或附近的发射机的较大干扰信号时，前端无线电路变为过载，并恶化了GPS信号，阻止相关器116块获得有用的信息。由于相关器116不能确定GPS信号已被恶化，而继续处理所接收到的信号20，因此继续累积噪声，从而减小了有用的信噪比(SNR)。

当在普通信号条件下进行操作时，相关的GPS信号相对于持续时间线性累积，而噪声相对于持续时间的平方根进行累积，因此增长的持续时间改进了希望的信噪比(SNR)。当系统过载时，恶化了GPS信号，并且希望的信号累积停止，同时噪声累积持续增大，这导致了信噪比的退化。

图2是示出了如何修改传统的GPS接收机100以提供根据本发明方案的改进GPS接收机200的简化方框图。GPS接收机200也使用了用在图1的GPS接收机100中的超外差前端体系结构。因此，天线202、LNA204、可选的滤波器206、混频器208、VCO210和IF滤波器212均具有与图1所示的GPS接收机100的各个对应电路102、104、106、108、110和112相同的基本功能。图2中GPS接收机200的后端还包括分别与图1所示的ADC214、相关器116和可选的处理器218相对应的ADC214、相关器216和处理器218。

除了上述元件之外，通过使无线电前端能够检测较强的干扰信号并将信息送往无线电后端，来改进GPS接收机200。为此，将被称作过载检测器211的另一个电路与混频器208相连或者集成到混频器208中，并提供以下被称作过载信号的电子信号40。然后，将过载信号40路由到无线电后端。在本发明的本实施例中，如图2所示，在无线电后端中，被称作数据调节器215的另一个电路在控制输入291处接收过载信号40。数据调节器215连接在ADC214和相关器216之间，并在其数据输入290处接收ADC214的输出。

更准确地，从处理无线电信号的电路链(即，无线电前端)中的一点导出过载信号40，所述点指示出现了较大的信号，并且过载处于将恶化ADC214的输出处的GPS信号的电平，因此会阻止系统此时从相关器216获得有用的信息。所示为从过载检测器211电路中的混频器208导出该信号，然而，可以将其从能够区分接收信号电平的任意前端无线电块中导出。例如，作为LNA204的操作的线性函数，可以从LNA204导出过载信号40。优选地，将过载检测器211集成到混频器208或任意其他前端无线电路中。然而，这里已经将过载检测器211表示为独立块，以便讨论其功能并使其在无线电前端中突出。

数据调节器215是用于利用所构造的数字位模式来选择性地替换ADC214的输出的装置，以便当GPS信号恶化时，防止相关器216累积噪声。实现此功能的最简单的位数值序列是+1和-1数值的交替序列，尽管其他模式也是可以的。经常将+1和-1的数值在数字输出上分别表示为逻辑1和逻辑0，同样，尽管实现相同目的的其他表示也是可以的。

替换数据流具有以下希望的特性：当在多个数据位的周期内累积时，平均数值实质上快速趋向于零，并具有零数值标准差，同时在过载状态中正常出现的随机数据流趋向于零，并且标准差与所累积的位数的平方根成比例。这导致相关器中的噪声累积在过载的持续时间内停止，因此希望的信噪比不会由于过载情况而降低。

注意，经常在使用相关器之前处理数字数据流，例如，将其与数字化控制的数字振荡器的输出相乘，以通过下转换到基带来去除中频。这种类型的处理不会改变关于噪声累积的数据流的统计特性。

将过载信号40直接传递到相关器块的控制输入中，以提供本发明的另一个实施例，其中相关器216直接在数据输入处接收ADC214的输出。在这种情况下，由于将数据调节器215的功能集成到相关器216中，因此无需明确示出数据调节器215电路。然而，由于经常出现将无线电路和相关器电路建立为独立集成电路的情况，使得很难或不能将过载信号耦合到相关器，因此这种实施例可能不实用。

图3示出了过载检测器211的典型实施例。假设来自混频器208的差分信号路径，通过差分双极结晶体管Q1和Q2对的动作对，无线电信号30的电平进行峰值检测，每一个BJT分别具有基极端子b1和b2。基极端子b1和b2用作对接收来自混频器208的差分信号Vin的过载检测器211的差分输入。过载检测器还包括并联在公用发射极节点60和地(GND)电压柱(voltage rail)之间的电阻器R3和电容器C。此外，每一个BJT Q1和Q2的集电极分别通过晶体管R1和R2与电源柱Vcc相连。最后，发射极节点60与比较器70相连，比较器还具有与电压参考VREF相连的第二输入，其输出能够引出过载信号40。

实际上，过载检测器211是“包络检测器”电路的基本实施例。这种电路通过使用大信号摇摆(swing)非线性操作来进行工作，因此模拟电路设计中典型使用的小信号分析不能准确地解释其操作。可以如下建立电路拓扑。过载检测器211的基本操作是跟随调幅信号Vin的包络，去除载波并给出与无线电信号30的幅度成比例的输出(过载信号40)。

最简单的包络检测器(未示出)是向与电阻器并联的电容器馈电的串联二极管。在信号峰值上，通过二极管对电容器充电，而通过电阻器进行放电(相对于载波周期较慢，而相对于调制周期较快)。该简单电路具有非常低的输入非线性阻抗(实质上在充电峰值上是零，在其他时刻是无穷大)，因此利用晶体管来替代二极管。当输入增大时，晶体管导通，从电源线对电容器进行充电，然后，当输入下降时，晶体管截止，电容器处于峰值电压(负VBE压降，永久偏移)。因此尽管仍然是非线性，但输入阻抗较高。

晶体管形式仍然只工作在一个极性峰值，因此通过差分输入，能够同时使用正和负信号峰值，这有利于使载波纹波频率加倍，使RC时间常数的选择稍微容易一些。考虑到DC偏压状态和RC时间常数来选择电阻值R。

实际电路较为复杂，当由于处理变化引起DC变化时，温度、电源电压以及电路均需要补偿，从而偏置该电路，使其在与VBE压降相比较小的信号电平下工作。

在正常的操作期间，即，无线电前端的小信号操作中，过载检测器211接收来自混频器208的差分输入Vin。发射极节点60处的电压VE保持为额定电压，确保两个BJT均在其有效模式下进行操作，即，均为导通。当将额定电压与参考电压VREF相比时，所导出的过载信号40表示无线电前端没有过载的额定状态。

然而，在大信号操作期间，即，在过载操作期间，从混频器208接收的差分输入信号Vin使BJT Q1和Q2根据任意给定瞬间的信号相位，在截止和导通之间切换。大输入信号摆动使得在任意给定瞬间处的瞬时基极电压非常大，并由此迫使公共发射极节点60电压VE升高，因此基极-发射极电压保持为近似地与BJT的基极-发射极PN结固有的0.7伏阈值电压相等。一旦VE相对于VREF上升到足够高，则比较器切换过载信号40，指示相同的传输波段和相邻信号波段中的较强发射正在使无线电前端过载。

图4示出了数据调节器215的特定实施例。对数据调节器的控制输入291进行连接，以接收来自无线电前端的过载信号。在该实施例中，过载信号40是用于2∶1多路复用器(MUX)83的控制信号。取决于本领域普通技术人员进行的设计选择而无需实验，过载信号可以是有效高(active high)或有效低(active low)。MUX83具有两个其他输入A0和B0，其中一个在任意给定瞬间选择性地与MUX83的输出Z0相连。输入A0与数据调节器的数据输入290相连，调节器290与外部相连，以接收ADC214的输出。MUX83输出Z0还是数据调节器215的输出。如图4所示，来自ADC214的数字输出(位流)与输入A0相连。当无线电前端没有工作在过载状态时，通过MUX83将ADC215的数字输出与数据调节器215的输出相连。然而，当无线电前端工作在过载状态时，有效地驱动过载信号40以指示该事实，MUX83将B0与其输出Z0相连。在本实施例中，过载模式发生器80传递交替的逻辑“1”和“0”序列。通过将D型锁存器85的反相输出QN与其输入端子D相连以及利用同相输出Q作为要与MUX83输入B0相连的过载模式源，产生所述模式。此外，模式按照向无线电后端中的数字电路提供定时的数字时钟信号CLK来进行交替。

上述过载检测器211只是根据本发明的方案可用的信号检测装置的一个实施例。还可以使用众所周知的其他信号检测装置。

类似地，尽管将所接收到的无线电信号从RF下转换到IF是所公开的实施例中使用的特征，在不以具有下转换作为特征的无线电接收机中，可以使用根据本发明方案的GPS接收机的修改。换句话说，可以以RF进行数字信号处理；然而，当应用于这种无线电接收机时，不会影响到所公开的发明的可操作性。

提出的改进具有的附加优点在于，其适于基于现有相关器和处理器设备的系统，无需为了获得所示的系统优点而进行修改。

过载信号40还可以用作到接收机中其他电路块的输入，例如自动增益控制电路，以便有助于该电路迅速从过载状态恢复。

可以确定从本发明获得的优势如下。当用于GSM蜂窝标准时，能够简化传输序列，尽管可以由改变所讨论的不同参数来替换任意时分双工或时分多路接入系统。

在与预置数目的时隙帧中的一个或多个时隙相对应的突发周期内，在GSM情况下，所述预置数目是8，开启同一位置的发射机。被称作GPRS的增强型GSM使发射机在2个或4个时隙内切换，而不是通常用于语音的1个时隙。因此，取决于操作模式，位于同一位置的发射机在从1/8到1/2变化的时间比例内开启。将发射机开启的时间比例定义为f，其中f从0变化到1.0，典型地，在前述的GSM/GPRS条件下是0.125到0.5。

对于没有根据本发明方案提供的改进的GPS接收机，GPS系统性能变化是20log(1-f)dB。可选地，对于从本发明的方案提供的改进获益的GPS接收机，GPS系统性能变化只有10log(1-f)dB。下表列出了以f的值为例的这些数值。

系统性能变化(dB)F普通系统改进系统00.00.00.125-1.2-0.60.25-2.5-1.20.375-4.1-2.00.5-6.0-3.00.625-8.5-4.30.875-18.1-9.0

这证明了即使在单时隙系统中，也能减小0.6dB，并且当GPRS系统变得更加普遍时，经常会出现3dB的优势。

已经进行了描述的只是本发明原理的应用的演示。在不脱离本发明的精神和范围的前提下，本领域的普通技术人员能够实现其他设置和方法。