对具有导频的偏置正交调幅调制信号解码的数据引导的频率和相位锁定环

摘要

用于具有导频信号的偏置QAM调制信号的数据和导频引导的频率和相位锁定环包括导频捕获环和一对数据引导的捕获环。导频由导频滤波器从主要信号中提取，然后供导频捕获环使用，以及用于从送到数据引导的捕获环的信号中消除导频。导频和两个数据引导的捕获环的输出被相加并被返回到VCO以完成反馈环路。

说明书

优先权要求

本实用专利申请要求美国临时专利申请No.60/370295、60/370283以及60/370296的优先权，将它们的完整说明结合到本文中。

背景

为了为数字传输、如蜂窝电话或数字电视广播提供最广可能覆盖，希望使用在空间上彼此分开的多个发射机。这允许更广的区域被覆盖，采用较少的总广播功率，以及能够帮助填补其中来自一个发射机的传输可能被堵塞的暗区。因此，采用多个发射机可为实际上任何数字传输提供更广泛和更完全的覆盖。

但是，当接收机处于两个发射机之间的“接缝”时，采用多个发射机造成严重问题，因为附加信号可能表现为可能与“主要”信号同样大的“幻像”。此外，破坏性的干扰造成一系列全零或接近全零。

现有接收机技术处理幻像的方法是将其滤除，以便解释“主要”信号。但是，在多发射机环境中，这种策略不可行。设计一种滤除可能为“主要”信号大小的任意大的部分的幻像的系统几乎没有意义。此外，在边缘附近，这种减法策略所能提供的最好结果是等于较强发射机的信号的信号强度-来自次要信号的能量被浪费。

即使在幻像小于“主要”信号的100％时，仍然存在前幻像和后幻像的相等概率。在最常见的情况下，最强的信号是沿最直接路径传送的信号。幻像往往由“多径传播”产生，即由沿着从发射机到接收机的不同长度的路径传送的信号部分产生。因此，幻像通常由一个或多个强反射来产生。到达的第一信号通常最直接，因而最强，所以在通常情况下，幻像为后幻像。但是，在多发射机环境中，当接收机靠近接缝时，较强的信号可能容易在幻像之后到达。对于从两个方向到达的信号，有可能更直接的路径也许是较长的路径。因此，前幻像将与后幻像同样可能出现，以及可能是任意强度的。此外，如果发射机彼此失步即使较小量，其中滞后的一个信号正巧是更近的一个，则接收机可能看作前幻像。

现有技术依靠后幻像为主的假设(即，现有系统一般不设计成处理瑞利衰落)。因此，现有接收机一般在处理多发射机环境方面低效或无能，即使幻像与“主要”信号相比足够小，也是如此。

简言之，在多发射机环境中，“主要”信号在传输的接缝处变成无意义的概念。为了在多发射机环境下有效地工作，数字接收机必须与不同的范例配合工作。需要一种数字接收机，它采用加性策略，即，其中，来自一个或多个较大幻像的能量能够被捕捉并用来帮助同步过程，而不是被滤除或丢弃。这种接收机可对“主要”信号大小的100％的幻像起作用，以及每当幻像超过“主要”信号大小的70％时提供足够优异的性能。由于这个条件可能甚至在具有大量反射表面和掩蔽对象的单发射机环境中经常出现，因此这种接收机还将在例如城市环境中提供极大改进的接收。

在典型的发射机-接收机系统中，从接收机的角度来看，信号的大部分对同步是无用的，因为它不能与白噪声区别。封装在信号中的信息越多，它与白噪声越相似，所以这是信号所需且必然的特征。然而，必须“浪费”某个带宽，以便向接收机提供自行定向的方法。通常采用两种策略之一。在某些系统中，包括导频信号。这是极窄频带中能量的尖峰，极易于接收机拾取。

例如图1所示、总体表示为100的锁相环是采用导频使接收机同步的一种典型方式。乘法器110把信号与压控振荡器120(“VCO”)的输出相乘，从而产生拍音(频率等于导频信号的频率与VCO的输出之差的正弦波)。拍音通过低通滤波器130。滤波器130的输出在199被放大并输入VCO 120，从而完成反馈环路。本领域的技术人员应当理解，低通滤波器130具有竞争设计参数。滤波器130的带通越窄，则响应越小，因此环路100的锁定越慢。但是，宽带通的滤波器传递更多噪声，并使环路100更难完全捕捉。

应当知道，环路100的响应由第一乘法器110的频差输出来驱动。误差的方向仅可通过观察输出的时间变化率的斜率来确定。第二滤波器130使正弦波变形，增加近侧的幅度，以及减少另一侧的幅度。收敛通过失真的拍音的这种不对称来驱动。

但是，由于拍音的幅度随着不断增加的频差而下降，失真输出也下降，因此锁相环100的响应随着VCO 120的频率偏离信号频率而减小。因此，除非信号刚好接近初始VCO 120的频率，否则将缓慢收敛或根本不收敛。典型的锁相环可在初始VCO 120的频率处于环路带宽的大约3-10倍之内时进行捕捉。

用于同步的另一个更健壮的策略是提供一种信号，在这个信号中，数据中的信息在频域中是冗余的。接收机可查找由这种重复所建立的数据中的相关以便同步。接收机可采用这种相同技术从来自多个发射机的信号中查找数据中的相关。在数学方面，重复信号部分之间的相关可通过完全复卷积来识别。卷积自然会校正奈奎斯特频带的斜率所产生的不对称性，使得在积分的极限正好对应于重复数据段(以及其负时间图像)的开始和结束时出现峰值。

用于执行这种卷积的典型现有部件是Costas环，如图2所示。Costas环对复合信号、如QAM信号进行操作。如锁相环一样，第一乘法器210把信号与VCO 220的输出相乘，但是，如图2所示，这是复数乘法，它产生I’(同相)和Q’(正交)输出。如锁相环一样，第一乘法器的输出通过低通滤波器230，在其中消除相乘信号的不需要(频率和)部分。同相和正交部分则由第二乘法器240相乘，从而产生拍音(假定边带不平衡-否则它只是DC电压)。拍音通过第二低通滤波器250，然后在299放大，并返回到VCO 220以完成反馈环路。因此，在驱动环路的收敛的第二乘法器240之后的Costas环的部分基本上是锁相环。因此，与锁相环一样，Costas环具有收敛慢的缺点。

频率和相位锁定环(“FPLL”)(如图3所示，以及在授予Citta的美国专利No.4072909中说明，通过引用将它完整地结合到本文中)提供更快收敛。FPLL具有第一低通滤波器330和第二低通滤波器350，它们执行Costas环中的第二低通滤波器250的功能，分开了求平均功能和噪声消除功能。因此，第一低通滤波器330可具有较宽的带通，使得FPLL即使在信号与初始VCO频率偏离了多达1000倍时也能够捕获。第二低通滤波器350可具有较窄的带通，以便在查找过程中提供良好的平均。第二乘法器340的输出是具有DC偏置的整流后的正弦波。DC偏置提供方向信息，而不是失真正弦波的积分，它在频差较大时提供强得多的响应。第二滤波器350的输出在399被放大并返回到VCO 320，从而完成反馈环路。

由于FPLL采用复合信息来提供大小和方向信息的方式，因此它更快地进行锁定，而且低于90度不同相的相位噪声不中断该锁定。但是，FPLL不执行数据的卷积，因而依靠导频进行工作。因此，它不适合与例如双边带抑制的信号配合工作。

如题为“数据引导频率捕获环”的同时提交的申请(将它完整地结合到本文中)所公开的以及如图4所示的数据引导频率捕获环(“DDFL”)提供一种数据同步环，它结合了通过卷积查找重复数据中的相关而实现同步的Costas环的所需特征以及频率和相位锁定环的所需更快收敛。DDFL一般表示为400。第一乘法器410把输入信号与VCO 420的输出相乘。第一乘法器410的输出由第一低通滤波器415进行滤波，然后经滤波的输出由第二乘法器430进行平方。同相分量由第二低通滤波器440进行滤波，然后通过第三乘法器450与正交分量相乘。第三乘法器450的输出由第三低通滤波器460进行滤波，在499放大并被返回到VCO 420以完成反馈环路。

如题为“数据引导频率和相位锁定环”的同时提交的申请(将它完整地结合到本文中)所公开的以及如图5所示且总体表示为500的数据引导频率和相位锁定环(“DDFPLL”)提供比DDFL更健壮的数据同步环。

如上所述，幻像现象可能在信号中产生一系列全零或接近全零，尤其是在包含大量反射表面的城市环境中。虽然DDFL和DDFPLL提供用于使接收机同步的健壮机制，但幻像可能破坏在奈奎斯特斜率中包含重复数据的信号的部分。应当理解，导频信号是奇函数，而奈奎斯特频带中的冗余信息是偶函数。因此，任何单一幻像不可能同时消除导频信号以及数据中的冗余度。因此，对于能够通过导频信号或数据中冗余度来实现同步的系统，使锁定失效所需的幻像的最小配置需要一个附加幻像。

因此，需要一种系统和方法，通过响应阻止其它方式来捕获的信道失真而锁定到导频信号或奈奎斯特斜率中的冗余，从而使数字接收机同步。本发明主要针对这种需要。

发明概述

根据本发明的第一实施例的数据和导频引导的频率和相位锁定环包括：信号输入；VCO；第一到第十乘法器；窄带通滤波器；第一到第四低通滤波器；以及第一和第二加法器。VCO具有同相和正交输出。第一乘法器具有作为输入的信号输入以及VCO的同相和正交输出。第一乘法器还具有第一输出。第二乘法器具有作为输入的所述第一输出，第二乘法器还具有第二输出。窄带通滤波器具有作为输入的所述第二输出。窄带通滤波器还具有第三输出。第三乘法器具有作为输入的第三输出。第三乘法器还具有作为第三输出的卷积的第四输出。第四乘法器具有作为输入的所述第四输出。第四乘法器还具有第五输出。第一低通滤波器具有作为输入的第五输出的同相分量。第一低通滤波器还具有第一滤波输出。第五乘法器具有作为输入的第一滤波输出和第五输出的正交分量。第五乘法器还具有第六输出。第一加法器具有作为输入的第二输出和第三输出。第一加法器还具有作为第二输出与第三输出之差的第七输出。第六乘法器具有作为输入的第七输出，第六乘法器还具有作为第七输出的卷积的第八输出。第七和第八乘法器具有作为输入的第八输出。第七和第八乘法器还分别具有第九和第十输出。第二和第三低通滤波器分别具有作为输入的第九和第十输出的同相部分。第二和第三低通滤波器分别具有第二和第三滤波输出。第九和第十乘法器分别具有作为输入的第二和第三滤波输出，以及分别具有第九和第十输出的正交部分。第九和第十乘法器还分别具有第十一和第十二输出。第二加法器具有作为输入的第六、第十一和第十二输出。第二加法器还具有第十三输出。第四低通滤波器具有作为输入的第十三输出。第四低通滤波器还具有第十四输出。第十四输出被返回到VCO以完成反馈环路。

根据本发明的第二实施例的数据和导频引导的频率和相位锁定环包括信号输入、VCO、第一到第五乘法器、窄带通滤波器、第一到第三低通滤波器以及第一和第二加法器。VCO具有同相和正交输出。第一乘法器具有作为输入的信号输入以及VCO的同相和正交输出。第一乘法器还具有第一输出。窄带通滤波器具有作为输入的第一输出。窄带通滤波器还具有第二输出。第二乘法器具有作为输入的第二输出。第二乘法器还具有作为第二输出的卷积的第三输出。第一低通滤波器具有作为输入的第三输出的同相分量。第一低通滤波器还具有第一滤波输出。第三乘法器具有作为输入的第一滤波输出和第三输出的正交分量。第三乘法器还具有第四输出。第一加法器具有作为输入的第一输出和第二输出。第一加法器还具有作为第一输出与第二输出之差的第五输出。第四乘法器具有作为输入的第五输出。第四乘法器还具有作为第五输出的卷积的第六输出。第二低通滤波器具有作为输入的第五输出的同相部分。第二低通滤波器具有第二滤波输出。第五乘法器具有作为输入的第二滤波输出和第五输出的正交部分。第五乘法器还具有第六输出。第二加法器具有作为输入的第四和第六输出。第二加法器还具有第七输出。第三低通滤波器具有作为输入的第七输出。第三低通滤波器还具有第八输出。第八输出被返回到VCO以完成反馈环路。

根据本发明的第三实施例的数据和导频引导的频率和相位锁定环包括导频引导的捕获环和数据引导的锁相环。导频引导的捕获环具有导频输入和导频输出。数据引导的锁相环具有数据输入和数据输出。导频输出和数据输出被用来产生反馈信号，该信号是导频输入和数据输入的非线性组合。

附图简介

图1是先有技术的锁相环。

图2是先有技术的Costas环。

图3是先有技术的频率和相位锁定环。

图4是数据引导的频率捕获环。

图5是数据引导的频率和相位锁定环。

图6是根据本发明的数据和导频引导的频率和相位锁定环。

图7是曲线图，说明根据本发明的数据和导频引导的频率和相位锁定环中的导频检测器和数据检测器的各个相关信号的大小。

图8是根据本发明的数据和导频引导的频率和相位锁定环的分别在导频检测器和数据检测器中相关的同相和正交分量的曲线图。

图9说明根据本发明的一个备选实施例的数据和导频引导的频率和相位锁定环。

优选实施例的详细说明

为了便于理解本发明的原理，现在将参照附图中所示的实施例，并用具体语言来描述它。但是要理解，绝不是以此来对本发明的范围进行限定，以及所述装置的变更和修改、本文所述的本发明原理的其它应用在此被认为是本发明所涉及领域的技术人员一般会想到的。

根据本发明的数据和导频引导的频率和相位锁定环(“DPDFPLL”)提供极健壮的捕获，即使面对最坏的接收环境，包括具有多个幻像和全零的城市环境。此外，DPDFPLL提供健壮连续的控制信号，即使面对全零的情况下，而不管其相位如何。DPDFPLL通过同时利用导频信号和偏置QAM信号的两种奈奎斯特斜率中的信号冗余度进行工作。如DDFL和DDFPLL一样，在锁定期间，DPDFPLL结合Costas环以及频率和相位锁定环的所需特征；DDFPLL采用频域中的数据冗余度进行同步，例如在双边带抑制信号中，但具有象FPLL一样收敛的输出，而且不会被把信号相位移动90度以下的噪声所中断。另外，DPDFPLL包括利用导频信号进行同步的环路。这些环路共同产生一种提供独特的健壮频率捕获和相位锁定的电路。

根据本发明的一个优选实施例的DPDFPLL如图6所示且总体表示为600。输入信号和VCO 620的输出通过第一乘法器610相乘。第一乘法器610的输出通过第二乘法器618与固定频率相乘。在此优选实施例中，这个频率为符号率的1/4，因为这仅要求与1和-1相乘，以及因为它提供两个奈奎斯特斜率的相关的最大分离，但应当理解，在理论上可采用任何频率。

第二乘法器618的输出被发送到第一加法器622以及导频滤波器625。导频滤波器625是以预计导频信号所处的频率为中心的窄带通滤波器。导频滤波器625的输出则被用于导频捕获环(如下面的进一步说明)以及还用于从两个数据引导的捕获环中所用的信号中消除导频(如以下的进一步说明)。

导频滤波器625的输出按照以下方式用于导频捕获环：导频信号由第三乘法器670进行卷积。第三乘法器670的输出通过第四频移乘法器672进行频移。第四频移乘法器672反转第二频移乘法器618的作用。本领域的技术人员非常清楚，在此优选实施例中，第四频移乘法器与符号率的3/4相乘，以便反转第一乘法器610执行的与符号率的相乘。应当理解，第二频移乘法器618的功能是允许这对数据引导的捕获环通过偏移其相应的功率谱、使它们不以同一原点为中心来同时查找两个奈奎斯特斜率中的数据的相关。因此，对于导频捕获环自身的操作，不需要第二和第四频移乘法器618和672，但允许它与两个数据引导的捕获环配合起作用。

第四乘法器672的同相输出则由低通滤波器进行滤波，然后再通过第五乘法器676与正交输出相乘，如典型的频率和相位锁定环中那样。第五乘法器676的输出则被发送到第二加法器658，它在其中与数据引导的捕获环对的输出相加，下面将进行描述。

导频滤波器625的输出按照以下方式用于一对数据引导的捕获环：导频滤波器625的输出通过第一加法器622从第二乘法器618的输出中减去。得到的信号由第六乘法器630进行卷积。第六乘法器630的输出用来通过一对频率捕获环进行同步。该信号被发送到第七频移乘法器632以及第八频移乘法器634。在该优选实施例中，这些乘法器产生的频移为符号率的和3/4，但是应当理解，这是由第二乘法器618强加的频移功能。(第七和第八频移乘法器632和634之间的差值始终为周期。)频移乘法器632和634的输出的同相部分由低通滤波器642和644进行滤波，然后再分别通过第九乘法器652和第十乘法器654与相移乘法器632和634的输出的相应正交部分相乘。第九和第十乘法器652和654的输出由第二加法器658相加。

第二加法器658的输出由第三低通滤波器660进行滤波、在699放大并被返回到VCO 620以完成反馈环路。

应当理解，数据和导频频率和相位锁定环600包括与导频引导的频率捕获环结合的、类似于图5所示的DDFPL。导频引导的频率捕获环包括复数乘法器670、频移乘法器672、低通滤波器674以及乘法器676。频移乘法器672被添加到典型的先有技术的频率引导的捕获环，以便有效地将它与数据引导的环结合，如上所述。

图7和图8说明组合数据引导的锁相环与导频引导的捕获环的重要优点。图7是曲线图，说明通过一个完整周期时作为全零幻像的相位的函数的、电路600中的导频检测器和数据检测器的各个相关信号的大小(即分别从导频引导的环路以及从数据引导的环路输入加法器658的信号的大小)。曲线710是数据检测器的相关信号的大小，以及曲线720是导频检测器的大小。当全零与导频完全对齐时，导频被消除，以及导频检测器不提供任何反馈信号。同样，当全零正确对齐时，数据检测器被清零。数据和导频引导的频率和相位锁定环的显著健壮性部分源于以下事实：这些零没有对齐-每当导频检测器被清零时，数据检测器具有好的响应，反之亦然。因此，任何单一幻像绝对不可能完全使导频检测和数据检测为零。

图8说明允许导频引导的环路和数据引导的环路有效结合的原理。图8是分别在导频检测器810和数据检测器820中的相关的同相和正交分量(即分别为乘法器676的输入以及乘法器652和654的输入)的曲线图。通过第一个四分之一周期(点A到E)，导频检测器和数据检测器的输出可以简单地相加。也就是说，相关器670和630的输出的同相和正交分量可以被相加，然后再通过单个乘法器相乘。但是，数据检测器在点E通过零，此后反转符号。在点E与点G之间，总和仍然驱动收敛，但比单独的导频检测器更弱。在点G，导频检测器和数据检测器正好彼此抵消，从而产生零。经过点G，总和实际上在驱使脱离锁定。

但是，通过非线性地结合导频检测器和数据检测器，可产生没有任何零的锁相信号。这是可能的，因为如图8所示，导频检测器的信号与数据检测器的信号之间的相位关系始终相同或者正好彼此异相180°。因此，如果数据检测器的信号在180°异相的周期部分中被反相，则结果是没有零的平滑信号。这正是DDFPL所作的，如题为“数据引导的频率和相位锁定环”的同时提交的申请中所述。因此，DDFPL的输出可直接与导频引导的锁相环的输出结合，如优选实施例中由加法器658所进行的操作一样。

应当理解，也可采用结合导频检测器和数据检测器的输出的其它非线性方式。例如，乘法器可用来在适当的半相位期间直接对数据检测器的信号的同相部分进行反相。这种配置实际上需要比优选实施例略少的硬件(少一个乘法器)，但此实施例收敛效率较低。

应当理解，虽然导频信号通常位于偏置QAM信号的奈奎斯特下频带中，但它也可位于奈奎斯特上频带中。在这种情况下，频移乘法器应该被反转，使得第一乘法器610与符号率的3/4相乘，以及第四乘法器618与符号率的相乘。

同样要理解，电路600可适合与QAM信号配合使用，其中以导频为中心。在这种情况下，不需要任何频移乘法器(包括第七频移乘法器632，以下将进一步论述)，也不需要低通滤波器642和第九乘法器652，因为导频和数据已经被分离。

本领域的技术人员还应理解，可结合其它基于导频的锁相环和数据引导的锁相环，从而产生根据本发明的数据和导频引导的频率和相位锁定环。例如，图9说明根据本发明的一个备选实施例的DPDFPLL电路900，其中具有比优选实施例的电路600略微简单一些的硬件，其中，相应元件被相应地编号(因此电路600中的VCO 620在电路900中编号为920)。电路900包括与导频捕获环(包括复数乘法器970、低通滤波器974以及乘法器976)结合的、类似于图4所示的DDFL(包括复数乘法器930、低通滤波器942以及乘法器952)。DDFL具有与优选实施例中的DDFPL相同的、在半周期中对输出进行反相(例如相对于Costas环)的特性，使得它在根据本发明的电路中以与优选实施例中所用的DDFPL相似的方式工作。应当理解，电路900中的DDFL和导频捕获环具有相同的硬件配置，其输入的差异是它们唯一的区别。

本领域的技术人员会清楚，其它备选实施例可同样地通过导频信号与双边带抑制数据信号的相关的非线性组合来形成。

其它某些备选实施例可通过替换和/或置换这些实施例中任一个的元件来形成。例如，图6所示的电路600的元件可以被替代和/或置换，从而产生大量等效备选实施例电路。在此实例中，应当理解，放大器699实际上可以结合到滤波器660中。本领域的技术人员会知道，这些滤波器通常包括对滤波引起的信号强度的偏置减小的放大。应当理解，该放大可同样由独立放大器在滤波之前或之后执行。

此外，应当理解，许多乘法器实际上可以是实质上更简单的硬件部件。例如，VCO可以只产生振荡1s和-1s的信号。在这种情况下，包括第一复数乘法器610的乘法器所需的电位乘法仅限于符号的改变。同样，包括第二乘法器630的两个实数乘法器把同一个输入与其自身相乘。因此，可能输出的范围只包含输入域的可能性的一半。因此，这个功能可以更易于由提供输入的平方的查找表来执行而不是由要求更多门电路的实际乘法器来执行。硬件的其它简化是可行的，并且是本领域的技术人员非常清楚的。

虽然已经在附图和以上说明中详细地说明和描述了本发明，但它们被认为是描述性而不是限制性的，应当理解，仅给出了优选实施例以及被认为有助于进一步说明如何实现和使用优选实施例的其它某些实施例。在本发明的实质范围之内的所有变更和修改希望受到保护。