高频可变增益放大器件、控制器件及变频器件和通讯器件

摘要

一种高频可变增益放大器件100包括：一个反馈电路103，工作于改变反馈阻抗以根据来自控制器件200的控制信号来调节放大器101的增益；和一个电流消耗调节电路102能够调节放大器101的电流消耗。控制器件200根据所需信号功率电平和不需要信号功率电平控制反馈阻抗和电流消耗。如果所需信号功率电平超过了预定数值，则控制电路200就减小反馈阻抗以增加反馈信号量，从而允许放大器101可以较低的增益工作，从而防止失真特性的降低和减小电流消耗。

说明书

                         技术领域

本发明涉及高频可变增益放大器器件，控制器件，高频可变增益频率变换器件，和通讯器件。尤其，本发明涉及能够用于防止在低增益操作过程中失真特性变差的高频可变增益放大器器件，控制器件，高频可变增益频率变换器件，和通讯器件。

                         背景技术

在包括移动电话之类的接受单元的无线电通讯系统中，为了使接收单元能够接受到微弱的需要信号，就需要第一级放大器必须具有低噪声特性和高增益特性。另外，为了使接受单元能够接受到大的需要信号，第一级放大器就必须具有低增益特性和低失真特性。特别是，在最近移动通讯中，认为接受的场强使随着在基站和终端设备之间的距离而变化的。所以，接受单元就必须具有大的动态范围。因此，在接受前端结束部分的低噪声放大器就必须具有增益控制功能。

在具有增益控制功能的放大器件中，电流消耗的增加/减小都会引起增益的变化(见，例如，日本特许公开专利公告No.2002-016462)。

图17显示了日本特性公开公告No.2002-016462中所披露的具有增益控制功能的常规接受电路900结构的方框图。正如图17所示，常规接受电路900包括一个放大元件901，恒阻元件902和903，以及一个与恒阻元件902向并联的可变电阻器904。如果接受信号的电平非常高，则接受电路900就增加可变电阻器904的电阻阻值，以减小电流消耗，从而减小增益。对相同输入功率来说，这就减小了输出功率，从而减小了三阶互调失真(IM3)。

在日本特许公开公告No.2002-536859中披露了一个类似的常规技术。

正如以上所讨论额，常规接受电路可以减小电流消耗来减小IM3。然而，电流的减小也减小了接受电路的增益，使得所需的信号增益也减小了，从而降低了失真特性，例如，三阶截取点(IP3)，该三阶截取点可以通过IM3与所需信号的相对比较而获得。

图18A和18B解释了在常规接受电路中三阶输出截取点(OIP3)是如何随着电流消耗的减小而减小的。正如在图18A中从点a至点b的转移过程所示，在常规接受电路中，可通过减小电流消耗来减小增益。然而，正如在图18B中从点a至点b的转移过程所示，仅仅减小电流信号只能减小OIP3。因此，三阶失真会随着输入信号电平而增加，使得三阶失真变成决定性的。正如以上所讨论的，常规接受电路所存在的问题是，电流消耗的减小也许使得失真特性与增益一起减小。减小电流消耗并不能与避免失真特性降低相兼容。

高频可变增益频率变换器件包括一个放大元件，它同样存在着类似于以上所讨论的问题。

                            发明内容

本发明的一个目的是提供一种高频可变增益放大元件，一种控制器件，一种高频可变增益频率变换器件，以及一种通讯器件，这些器件能够避免失真特性的降低，同时可减小电流消耗。

本发明具有获得上述性能的下列性能。

本发明的第一方面是提出了一种高频可变增益放大器件，它能够使得增益随着外部向其提供的控制信号变化，并且能够放大输入的高频信号。该高频可变增益放大器件包括：一个放大器，用于放大所输入的高频信号；一个反馈电路，它能够使得反馈阻抗随着控制信号变化并且使得放大器的输出信号反馈到放大器的输入端；和一个电流消耗调节电路，用于根据控制信号来调节放大器的电流消耗。

较佳的是，如果所输入的控制信号表示所需要的信号功率电平超过了所需要的信号预定数值，则反馈电路可以增加反馈阻抗；反之，如果所输入的控制信号表示所需要的信号功率电平没有超过所需要的信号预定数值，则反馈电路可以减小反馈阻抗。较佳的是，在所需要的信号功率电平超过所需要的信号预定数值的情况下，如果所输入的控制信号表示不需要的信号功率电平超过了不需要的信号预定数值，则电流消耗调节电路可以调节放大器的电流消耗，使之不降低失真特性；如果所输入的控制信号表示不需要的信号功率电平没有超过不需要的信号预定数值，则电流消耗调节电路就可以减小放大器的电流消耗。

另外，高频可变增益放大器件还可以包括：一个截止电路，用于一旦接受到表示所需要信号功率电平超过预定容差的控制信号时就截止放大器；以及一个带通电路，用于衰减所输入的高频信号，同时一旦接受到表示所需要的信号功率电平超过了预定容差的控制信号时，就输入高频信号使之旁通放大器，以流向放大器的输出端。

例如，反馈电路可以包括：多个相互并联连接的阻抗电路，多个阻抗相互不同的阻抗电路，以及多个阻抗电路中的每一个电路都具有一个可控的开关电路，使之可以根据控制信号导通和介质。

例如，多个阻抗电路中的每一个电路都可以是一个并联电路，它包括相互并联连接的一个电阻器和一个电容器，多个阻抗电路在电阻器的阻值方面都是相互不同的，并且并联电路可以在相位上反相反馈信号。

例如，开关电路可以包括两个开关且连接在阻抗电路的两端，以及两个开关可根据控制信号同时截止或导通。

例如，反馈电路可以包括一个变容二极管，并且可以通过调节变容二极管的反向偏置电压来调节反馈阻抗。

例如，放大器可以包括第一和第二双极型晶体管，第一双极型晶体管的集电极连接着第二双极型晶体管的发射极，并且输入到第一双极型晶体管基极的输入信号从第二双极型晶体管的集电极输出。

例如，电流消耗调节电路可以包括多个相互并联连接的阻抗电路，且多个阻抗电路中的每一个电路都具有一个可控的开关电路，使之可以根据控制信号导通或截止。

本发明的第二方面是针对一种控制器件，它用于控制一种高频可变增益放大器件，该高频可变增益放大器件包括一个放大器和一个反馈电路，反馈电路能够将放大器的输出信号反馈到放大器的输入端；高频可变增益放大器件能够调节放大器的电流消耗和反馈电路的阻抗。控制包括：一个所需信号功率电平检测单元，用于检测输入到高频可变增益放大器件的高频信号中的所需信号功率电平；一个不需要信号功率电平检测单元，用于检测从高频可变增益放大器件输出信号中所包含的不需要分量中的不需要信号功率电平；一个反馈阻抗控制单元，用于根据由所需信号功率电平检测单元检测到的所需信号功率电平来控制高频可变增益放大器件的反馈阻抗；以及一个电流消耗控制单元，用于根据由不需要信号功率电平检测单元检测到的不需要信号功率电平来控制高频可变增益放大器件的电流消耗。如果所需从信号功率电平超过了所需信号的预定数值，则反馈阻抗控制单元控制高频可变增益放大器件，使之增加反馈阻抗；如果所需从信号功率电平没有超过所需信号的预定数值，则反馈阻抗控制单元控制高频可变增益放大器件，使之减小反馈阻抗。在所需从信号功率电平超过了所需信号的预定数值的情况下，如果不需要的信号功率电平超过不需要信号的预定数值，则电流消耗控制单元控制高频可变增益放大器件，使之将电流信号减小至不降低失真特性的范围内，并且如果不需要的信号功率电平没有超过不需要信号的预定数值，则电流消耗控制单元控制高频可变增益放大器件，使之减小电流消耗。

较佳的是，该控制器件还可以包括：一个截止单元，用于如果需要信号功率电平超过预定容差就使高频可变增益放大器件截止；以及一个带通单元，用于衰减输入信号，且如果所需信号功率电平超过预定容差就使输入信号能够旁通放大器使之流到放大器的输出端。

本发明的第三方面针对了一种高频可变增益频率变换器件，用于根据外部向其提供的控制信号来变化增益，并从而频率变换输入高频信号。高频可变增益频率变换器件包括：一个频率变换器，用于频率变换输入高频信号；一个反馈电路，用于根据控制信号来变化反馈阻抗，并使得频率变换器的输出信号反馈到频率变换器的输入端；以及一个电流消耗调节电路，用于根据控制信号来调节频率变换器的电流消耗。

本发明的第四方面是针对一种用于接受高频信号的通讯器件，它可以包括一个高频可变增益放大器件，它用于放大由通讯系统的天线所接受到的高频信号并且输出所放大的高频信号。高频可变增益放大器件可以是任何一种以上所讨论的高频可变增益放大器件。

此外，该通讯器件还可以包括：一个频率变换器，用于频率变换由高频可变增益放大器件输出的信号；并且可变增益放大器件用于将频率变换器输出信号的增益调节到预定电平。

本发明的第五方面是提出了一种用于接受高频信号的通讯器件，该通讯器件包括：一个高频可变增益放大器件，用于放大由通讯器件的天线所接受到的高频信号，并输出所放大的高频信号；以及一个高频可变增益频率变换器件，用于频率变换高频可变增益放大器件的输出信号。该高频可变增益频率变换器件可以相同于以上所讨论的。

在本发明的高频可变增益放大器件、高频可变增益频率变换器件以及控制器件中，调节反馈阻抗是调节反馈信号的量，从而调节放大器的增益。增加反馈阻抗可减小增益，从而改善失真特性。因此，如果随着增益来减小电流消耗，则失真特性就不会降低。因此，就有可能提供能够防止避免失真特性降低同时又能减小电流消耗的高频可变增益放大器件。此外，也有可能提供能够改善失真特性而不增加电流消耗的高频可变增益放大器件。

此外，在高频可变增益放大器件还包括一个旁通电路的情况下，如果所需信号功率电平超过容差，所需信号能够旁通放大器，使之流向放大器的输出端。因此，有可能避免由于输入信号过载而引起饱和所产生的失真。

如果反馈电路包括开关和多个阻抗电路，其中，阻抗电路相互并联连接并具有相互不同的阻抗，反馈电路的阻抗可由通过开关的选择性导通来调节。如果多个阻抗电路中的每一个都是包括一个电阻器和一个电容器且相互并联连接着并联电路，就有可能使反馈信号的相位反向，以抵消所不需要的信号。此外，如果在两个开关之间具有阻抗电路，则有可能减小热噪声的影响。此外，如果反馈电路包括一个可变电容二极管，就有可能精细调节反馈阻抗。

第一和第二双极型晶体管都以级联结构方式连接着放大器，可以用于放大高频信号。在第二双极型晶体管的基极电位接近于零，就有可能使得第二双极型晶体管不能工作，即使高场强的信号输入到第一双极型晶体管。

如果电流消耗调节电路包括开关和多个阻抗电路，阻抗电路相互并联连接着且阻抗相互不同，则可以通过选择性导通开关调节放大器的电流消耗。

从以下结合附图的本发明详细讨论中，本发明的上述和其它目的、性能、方面和优点将变得更加显而易见。

                    附图简要说明

图1是显示根据本发明第一实施例的放大电路1结构的方框图；

图2是显示反馈电路103的内部结构的电路方框图；

图3是显示放大器101和电流消耗调节电路102各自内部结构的电路方框图；

图4是根据第一实施例的控制电路201操作的流程图；

图5A是显示根据图4所示流程图控制放大器101增益的转移过程的图形；

图5B是显示根据图4所示流程图控制放大器101OIP3的转移过程的图形；

图6是显示另一例反馈电路的典型结构的方框图；

图7是显示还有一例反馈电路的典型结构的方框图；

图8是显示另外一例反馈电路的典型结构的方框图；

图9是显示根据本发明第二实施例的放大电路2结构的方框图；

图10是显示放大器111和电流消耗调节电路102各自内部结构的电路方框图；

图11是根据第二实施例的控制电路211操作的流程图；

图12是显示根据本发明第三实施例的放大电路3结构的方框图；

图13是显示根据本发明第四实施例的放大电路4结构的方框图；

图14是显示频率变换器800和电流消耗调节电路102各自内部结构的电路方框图；

图15是显示在使用平衡频率变换800的情况下，频率变换器800、增益调节电路102a和电流消耗调节电路102b各自内部结构的电路方框图；

图16是显示包括在本发明的第一和第二实施例中所讨论的放大电路1、2或3的通讯器件70结构的方框图；

图17是显示具有在日本特许专利公开公告No.2002-016462中所披露的增益控制功能的常规接受电路900结构的方框图；

图18A是用于解释在常规接受电路中随着电流消耗的减小如何减小OIP3的图形；以及，

图18B是用于解释在常规接受电路中随着电流消耗的减小如何减小OIP3的另一图形。

                      具体实施方式

(实施例1)

图1是显示根据本发明第一实施例的放大电路1结构的方框图。图1所示的放大电路1是所谓的外差式，并且包括一个高频可变增益放大器件100，一个控制器件200，一个频率变换器300，以及一个信道选择滤波器400。

高频可变增益放大器件100用于放大输入信号并输出放大的信号。控制器件200用于根据所需信号的功率电平和不需要信号的功率电平来控制高频可变增益放大器件的电流消耗和增益。频率变换器300用于频率变换和输出由高频可变增益放大器件100输出的放大信号。信道选择滤波器400是带宽限制滤波器，用于允许频率变换器300输出信号的所需信号分量可以通过，而衰减在相同信号中的不需要信号分量。

高频可变增益放大器件100包括：一个输入端P1，一个输出端P2，一个放大器101，一个电流消耗调节电路102，以及一个反馈电路103。放大器101是一个包括一个晶体管等等的电路，用于放大所输入的信号。电流消耗调节电路102用于调节放大器101的电流消耗。反馈电路103用于将放大器101的输出信号反馈至放大器101的输入端。反馈电路103可根据控制器件200输出的控制信号来调节它的阻抗(本文称之为“反馈阻抗”)，从而控制高频可变增益放大器件100的增益。

控制器件200包括：一个控制电路201，一个第一功率检测器件202，以及一个第二功率检测器件203。第一功率检测器件202用于检测输入信号的功率电平。由第一功率检测器件202所检测到的功率电平对应于在高频可变增益放大器件100的输入端上的所需信号功率电平和不需要信号功率电平的和。第二功率检测器件203用于检测在高频可变增益放大器件100的输出端上的功率电平。由第二功率检测器件203所检测到的功率电平对应于由高频可变增益放大器件100所放大的所需信号的功率电平和由信道选择滤波器400所衰减的不需要信号的功率电平的和。

控制电路201用于根据由第一和第二功率检测器件202和203所检测到的功率电平来计算在高频可变增益放大器件100输入端上的所需信号的绝对数值和在高频可变增益放大器件100的输出端上的不需要信号的绝对数值。基于该计算的结果，控制电路201就向电流消耗调节电路102发送用于控制电流消耗的控制信号，以及向反馈电路103发送用于控制反馈阻抗的控制信号，从而控制高频可变增益放大器件100的电流消耗和增益。

图2是显示反馈电路103的内部结构的电路方框图。在图2中，反馈电路103包括：第一和第二开关113a和113b，以及第一和第二电阻器123a和123b。第一开关113a和第一电阻器123a相互串联连接，形成了一个阻抗电路。第二开关113b和第二电阻器123b相互串联连接，形成了另一个阻抗电路。这些阻抗电路相互并联连接。端点P3连接着放大器101的输入端。端点P4连接着放大器101的输出端。在下列描述中，假定第一电阻器123a的阻抗阻值小于第二电阻器123b的阻抗阻值。

控制电路201控制着第一和第二开关113a和113b的导通/截止，以便于调节整个反馈电路103的反馈阻抗。反馈阻抗可以三个电平来调节。在下列描述中，假定第一电平的反馈阻抗是最高，反馈阻抗可以依次减小至第二和第三电平。

如果需要将反馈阻抗增加至第一电平，则控制电路201就向开关控制端P6发送一个信号，以截止第一开关113a；还向开关控制端P7发送一个信号。以截止第二第二开关113b。这就允许整个反馈电路103的反馈阻抗可以无限制地增加。结果是，从放大器的输出端到输入端的反馈信号基本抵消，因此，放大器101的增益就最大。假定最大增益的数值为G1。

如果需要将反馈阻抗从第一电平减小到第二电平，则控制电路201就向开关控制端P6发送一个信号，使得第一开关113a截止，还向开关控制端P7发送一个信号，使得第二开关113b导通。结果是，整个反馈电路103的反馈阻抗就可减小至数值等于只有第二电阻器123b的阻值。反馈阻抗的减小增加了反馈信号量，因此就减小了放大器101的增益。在这种情况下，假定放大器101的增益数值为G2(G2＜G1)。

如果需要将反馈阻抗从第二电平减小到第三电平，则控制电路201就向开关控制端P6发送一个信号，使得第一开关113a导通，还向开关控制端P7发送一个信号，使得第二开关113b截止。结果是，整个反馈电路103的反馈阻抗就可减小至数值等于只有第一电阻器123a的阻值。反馈阻抗的减小增加了反馈信号量，因此就减小了放大器101的增益。在这种情况下，假定放大器101的增益数值为G3(G3＜G2＜G1)。

图3是显示放大器101和电流消耗调节电路102各自内部结构的电路方框图。在图3中，放大器101包括：一个双极型晶体管T1，一个第二双极型晶体管T2，以及一个接地电容器CS。双极型晶体管T1的基极连接着输入端P1。双极型晶体管T1的发射极接地。双极型晶体管T1的集电极连接着第二双极型晶体管T2的发射极。第二双极型晶体管T2的集电极连接着输出端P2。在高频时，第二双极型晶体管T2的基极通过接地电容器CS接地。这样，第一和第二双极型晶体管T1和T2以级联结构的方式连接在一起。

值得注意的是，第一和第二双极型晶体管T1和T2中至少一个可以是场效应晶体管(FET)。

在图3中，电流消耗调节电路102包括：一个第三双极型晶体管T3，一个第四双极型晶体管T4，第一至第四电阻器R1至R4，一个第一电容器C1，以及第一至第三DC开关S1至S3。在图3所示的实例中，假定第二电阻器R2的电阻阻值大于第三电阻器R3的电阻阻值。

第一电阻器R1的一端连接着第一双极型晶体管T1的基极，而另一端连接着第四电阻器R4的一端和第四双极型晶体管T4的发射极。第四电阻器R4的另一端连接着第三双极型晶体管T3的基极。第三双极型晶体管T3的发射极接地。第一电容器C1和第一DC开关S1并联连接在第三双极型晶体管T3的集电极和第三双极型晶体管T3的发射极之间。第三双极型晶体管T3的集电极连接着第四双极型晶体管T4的基极。由第二电阻器R2和第二DC开关S2形成的串联电路和由第三电阻器R3和第三DC开关S3形成的串联电路并联连接在第三双极型晶体管T3的集电极和电源提供端P5之间。例如，第一至第三DC开关S1至S3各自都是N沟道的FET开关。第四双极性晶体管T4的发射极连接在第一至第四电阻器R1至R4之间。第四双极性晶体管T4的集电极连接着电源提供端P5。值得注意的是，反馈电路103的端点P3连接在输入端P1和第一双极型晶体管T1的基极之间。端点P4连接在输出端P2和第二双极型晶体管T2的集电极。

控制电路201控制这第二和第三DC开关的导通/截止，以便于调节放大器101的电流消耗。电流消耗可以三个电平来调节。在下列描述中，假定在第一电平上的电流消耗是最大的，并且电流消耗可以减小至第二和第三电平的等级上。假定在初始状态，电流消耗是处于第二电平上，并且第一DC开关S1是处于截止状态。值得注意的是，第一DC开关S1也可以不提供。

如果需要将电流消耗增加至第一电平，则控制电路201就导通第二DC开关S2，以及也导通第三DC开关S3。结果是，包括第二和第三电阻器R2和R3的并联电路的阻抗就减小到小于第二和第三电阻器R2和R3的各自阻抗。并联电路的阻抗减小就增加了流过第一双极型晶体管T1基极的电流量，从而就有可能增加放大器101的电流消耗。

如果需要将电流消耗从第一电平减小至第二电平，则控制电路201就截止第二DC开关S2，以及导通第三DC开关S3。结果是，包括第二和第三电阻器R2和R3的并联电路的阻抗就增加到等于第三电阻器R3的阻抗。并联电路的阻抗增加就减小了流过第一双极型晶体管T1基极的电流量，并因此就有可能减小放大器101的电流消耗。

如果需要将电流消耗从第二电平减小至第三电平，则控制电路201就导通第二DC开关S2，以及截止第三DC开关S3。结果是，包括第二和第三电阻器R2和R3的并联电路的阻抗就增加到等于第二电阻器R2的阻抗。并联电路的阻抗增加就进一步减小了流过第一双极型晶体管T1基极的电流量，并因此就有可能进一步减小放大器101的电流消耗。

图4是显示根据第一实施例的控制电路201操作的流程图。图5A是显示根据图4所示流程控制放大器101的增益的转移过程的图形。图5B是显示根据图4所示流程控制放大器101的0IP3的转移过程的图形。值得注意的是，可以从参照图18a和图18b所描述的常规电路实例中更好的理解其差异，常规电路的增益和OIP3分别在图5A和5B由点b所表示。此外，在图5A和图5B中，处于第一至第三电平的反馈阻抗分别表示为FI1，FI2和FI3，并且电平的三个等级分别由HIGH，MIDDLE和LOW表示。以下，参照图4，5A和5B讨论控制高频可变增益放大器件100的方法。

最初，控制电路201根据第一功率检测电路202所检测到的输入端功率电平，第二功率检测器件203所检测到输出端功率电平，放大器101的放大倍数，以及信道选择滤波器400的衰减倍数来计算所需信号功率电平。特别是，控制电路201将输入端功率电平与放大倍数和衰减倍数相乘。从输出端功率电平中减去所产生的乘积，从而获得在输出端上所不需要的功率电平。所获得的输出端上不需要信号的功率电平与可接受的放大倍数的倒数和可接受的衰减倍数的倒数相乘，从而进行反向计算，以获得在输入端上的不需要功率电平。随后，从输入端功率电平中减去所获得的输入端不需要信号功率电平，从而检测到在输入端上的所需要信号功率电平。之后，控制电路201就确定所获得的输入端所需要的信号功率电平是否小于和等于预定数值(步骤S101和图4)。本文中，预定数值t1是可交替称之为“第一所需信号预定数值”。如果在输入端的所需信号功率电平小于或者等于指定数值t1，则接受到的信号就需要以高的增益来放大，并因此控制电路201控制反馈电路103，使之增加放大器101的增益(步骤S102)。

值得注意的是，在输入端可以设置一个只允许所需信号通过的滤波器，使得第一功率检测器件202计算通过该滤波器的信号功率电平，从而计算所需信号功率电平。

特别是，在步骤S102，为了能够将反馈的阻抗减小到最低电平，即，减小到第三电平，则控制电路201就向开关控制端P6发送一个控制信号，以截止反馈电路103的第一开关113a，以及向开关控制端P7也发送一个控制信号，以截止反馈电路103的第二开关113b。结果是，放大器101的增益增加至G1。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3分别如图5A和5B的点a所指示。

接着，控制电路201就从第二功率检测器件203所检测到的输出端功率电平减去在步骤S101中将输入端的所需信号功率电平与放大器101的放大倍数相乘所获得的数值，从而可以获得输出端的不需要功率电平(典型的是，三阶互调失真(IM3))，以确定所获得不需要信号功率电平是否超过预定的数值E1(步骤S103)。下文中，可互换地将预定数值E1称之为：“第一不需要信号预定数值”。

在所获得的不需要信号功率电平超过预定数值E1的情况下，为了改善失真特性，控制电路201就控制电流消耗调节电路102，使之增加放大器101的电流消耗(步骤S104)，随之流程就返回到步骤S101。

特别是，在步骤S104，控制电路201使得电流消耗调节电路102的第二和第三开关S2和S3导通，从而将电流消耗增加至第一电平。这就增加了放大器101的电流消耗，从而改善了失真特性。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3分别由图5A和5B中的点g所指示。正如图5A和5B所显示的那样，增益和OIP3将随着电流消耗而增加。

在以上所获得的不需要信号功率电平没有超过预定数值E1的情况下，控制电路201就控制电流消耗调节电路102，使之保持电流消耗恒定(步骤S105)，并随之过程返回至步骤S101。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3都保持在图5A和5B的点a上。特别是，控制电路201工作保持着电流消耗调节电路102的第二和第三DC开关S2和S3的状态。

如果在步骤S101中确定在输入端所需信号功率电平超过了预定数值t1，则控制电路201就确定在输入端的所需信号功率电平是否小于或等于预定数值t2(步骤S106)。下文中，将预定数值t2可互换地称之为“第二所需信号预定数值“。

如果在输入端的所需信号功率电平是小于或等于预定数值t2，则控制电路201就控制反馈电路103，使得放大器101的增益变成为G2(G1＞G2)(步骤S107)。特别是，为了能将反馈阻抗的电平变换到第二电平，控制电路201就向开关控制端P6发送截止反馈电路103的第一开关113a的控制信号，以及向开关控制端P7也发送导通反馈电路103的第二开关113b的控制信号。与第一和第二开关113a和113b都截止的情况相比，反馈电路103就能够具有高的阻抗数值，并因此就有可能将放大器101的增益设置在小于G1的G2上。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3分别由图5A和5B中的点c所指示。正如图5B所显示的，使用反馈可以改善OIP3。

接着，控制电路201确定以上所获得不需要信号功率电平是否超过预定数值E2(步骤S108)。下文中，将预定值E2可互换的称之为“第二不需要信号预定数值”。在不需要信号功率电平超过预定数值E2的情况下，就需要更加满意的失真特性(例如，OIP3就需要更大)。因此，控制电路102就控制电流消耗调节电路102，使之不减小电流消耗(步骤S109)，并随之流程返回至步骤S101。特别是，控制电路201工作保持着电流消耗调节电路102的第二和第三DC开关S2和S3的状态。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3各自保持在图5A和5B的点c上。

在不需要信号功率电平没有超过预定数值E2的情况下，失真特性是满意的。因此，控制电路201控制电流消耗调节电路102，从而减小电流消耗(步骤S110)，并随之过程返回至步骤S101。特别是，为了将电流消耗减小至第三电平，控制电路201导通第二DC开关S2，并截止第三DC开关S3。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3分别由图5A和5B中的点d所指示。特别是，正如图5A所示，增益是减小的，而OIP3则保持在与图5B所示的点a相同的电平上。因此，第二电阻器R2所具有的电阻阻值只需要能够将电流消耗减小到不减小OIP3电平的范围中。值得注意的是，在输入端的所需信号功率电平是高的情况下，就不会产生减小高频可变增益放大器件100增益的实际问题。

如果在步骤S106中确定在输入端的所需信号功率电平超过预定数值t2，则控制电路201控制反馈电路103，使得放大器101的增益变成G3(G2＞G3)(步骤S111)。特别是，为了使得反馈阻抗增加至第一电平，控制电路201向开关控制端P6发送用于导通第一开关113a的控制信号，并且也向开关控制端P7发送用于截止第二开关113b的控制信号。这就能够使得放大器的增益增加至G3。在这种情况下，放大器的增益和OIP3分别由图5A和5B中的点f所指示。正如图5B所显示的，OIP3就陡然增加。

接着，控制电路201确定不需要信号功率电平是否超过预定数值E3(E2＜E3)(步骤S112)。下文中，预定数值E3可交替称之为“第三不需要预定数值”。如果不需要信号功率电平超过预定数值E3，就需要更加满意的特性。因此，控制电路201控制电流消耗调节电路102，使之不减小电流消耗(步骤S113)，并随之流程返回至步骤S101。特别是，控制电路201操作使之保持在电流消耗调节电路102的第二和第三DC开关S2和S3的状态。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3各自保持在图5A和5B中的点f上。

在不需要信号功率电平没有超过预定数值E3的情况下，失真特性是满意的。因此，控制电路201就控制电流消耗调节电路102，使之减小电流消耗(步骤S114)，并随之流程返回至步骤S101。特别是，为了将电流消耗减小至第三电平，控制电路201就导通第二DC开关S2，并且截止第三DC开关S3。在这种情况下，放大器101的增益和OIP3分别由图5A和5B中的点e所指示。特别是，增益减小，如图5A所示，而OIP3就保持在相同的电平上，如图5B所示的点a所示。因此，在电流消耗减小至第三电平之后，第二和第三电阻器R2和R3各自所具有的阻值只需要将其阻值可以保持在OIP3的相同电平的阻值上。

正如以上所讨论的，在第一实施例中，可根据接受到的所需信号的功率电平来控制反馈电路，从而调节放大器的增益。此外，可根据不需要信号功率电平控制电流消耗，从而调节OIP3的数值。

如果所需信号功率电平和不需要信号功率电平都在它们各自容差的范围之内(即，如果高频可变增益放大器件100接受到来自控制电路200的表示所需信号功率电平没有超过第一所需信号预定数值t1和不需要信号功率电平没有超过第一不需要信号预定数值E1的控制信号)，则反馈电路103就减小反馈阻抗，从而增加高频可变增益放大器件100的增益(见，图4中的步骤S105和在图5A和5B中的点a)。

如果所需信号功率电平是在其容差的范围之内，但是不需要的信号功率电平超过了其容差范围(例如，如果高频可变增益放大器件100接受到了控制器件200表示所需信号功率电平没有超过第一所需信号预定数值t1，和不需要信号功率电平超过第一不需要信号预定数值E1)，则反馈电路103就减小反馈阻抗，从而增加高频可变增益放大器件100的增益。此外，电流消耗调节电路102就增加电流消耗，从而增加OIP3的数值(见图4中的步骤S104，以及如图5A和图5B所示的点a至点g的转移)。

如果所需信号功率电平超过了其容差范围(例如，如果高频可变增益放大器件100接受到了控制电路200表示所需信号功率电平超过第一所需信号预定数值t1的控制信号)，则由分级刻度来确定所需的信号功率电平。

所需信号功率电平是在第一所需信号预定数值t1和第二所需信号预定数值t2之间范围内的情况可认为所需信号功率电平超过了第一所需信号预定数值t1但没有超过第二所需信号预定数值t2，(下文中，这类情况称之为“第一功率状态”)。在第一功率状态中，如果不需要的信号功率电平超过了第二不需要信号预定数值E2(即，如果高频可变增益放大器件100接受到了控制电路200表示不需要信号功率电平超过了第二不需要信号预定数值E2)，则反馈电路103就增加反馈阻抗，从而减小高频可变增益放大器件100的增益，同时增加OIP3的数值(见，图4中的步骤S109，以及在图5A和5B中点a)。于是，就减小了增益，同时改善了失真特性。

在第一功率状态中，如果不需要的信号功率电平没有超过第二不需要信号预定数值E2(即，如果高频可变增益放大器件100接受到了控制电路200表示不需要信号功率电平没有超过第二不需要信号预定数值E2)，则不需要信号的波动就不会很明显，并因此可以减小电流消耗。所以，反馈电路103就增加反馈阻抗，从而减小高频可变增益放大器件100的增益。此外，电流消耗调节电路102就减小电流消耗，直至OIP3的数值接近于容差电平(见，图4中的步骤S110，以及在图5A和图5B中所示的从点c至点d的转移过程)。于是，就减小了增益，同时保持着失真特性。

接着，所需信号功率电平超过第二所需信号预定数值t2可以认为是所需信号功率电平超过第一所需信号预定数值t1以及还超过第二所需信号预定数值t2，(下文中，这类情况称之为“第二功率状态”)。在第二功率状态中，如果不需要信号功率电平超过第三不需要信号预定数值E3，(即，如果高频可变增益放大器件100接受到了控制电路表示不需要信号功率电平超过第三不需要信号预定数值E3)，则反馈电路103再增加反馈阻抗，从而再减小高频可变增益放大器件100的增益，同时增加OIP3的数值(见，图4中的步骤S113，以及图5A和5B中所示的点f)。于是减小了增益，同时改善了失真特性。

在第二功率状态中，如果不许亚信号功率电平没有超过第三信号预定数值E3(即，如果高频可变增益放大器件100接受到了控制电路200表示不需要信号没有超过第三不需要信号预定数值E3)，则不需要信号的波动就不明显，因此就可以减小电流消耗。所以，反馈电路103进一步增加反馈阻抗，从而进一步减小高频可变增益放大器件100的增益。此外，电流消耗调节电路102减小电流消耗，直至OIP3的数值达到容差电平(见，图4中的步骤S114，以及在图5A和5B中所示的从点f至点g的转移过程)。于是，就减小了增益，同时保持着失真特性。

值得注意的是，一般来说，如果增加了所接受的信号功率电平，就会减小接受到的信号中IM3的波动，并因此有可能设置第三不需要信号预定数值E3，使之大于第二不需要信号预定数值E2。因此，在E2和E3之间的关系可以是E2＜E3。当不需要信号低于预定数值时，不需要信号的波动就不明显，并因此就有可能减小电流消耗。

在第一实施例中，在步骤S114中减小的电流消耗量对应于在图5A中所示的从点c至点d转移的量。然而，就有可能减小大于转移量的电流消耗量。这一原因是正如图5B所示，在点e上的OIP3是足够的高，并因此即使如果电流消耗进一步减小，OIP3仍可以保持在如点a的相同电平上。在这种情况下，就需要在四个电平中调节电流消耗，并因此就需要提供包括DC开关和电阻器的其它串联电路，使之并联连接着包括第二DC开关S2和第二电阻器R2的串联电路和包括第三DC开关S3和第三电阻器R3的串联电路。值得注意的是，在其它串联电路中的电阻器阻值是不同于第二和第三电阻器R2和R3的电阻阻值。已经参考开关113a和114a不同时导通的情况讨论了第一实施例。然而，开关113a和114a可以同时导通。提供同时导通开关113a和114a，反馈电路103就具有包括第一和第二电阻器123a和123b的电阻器电路的作用。因此，反馈电路103的阻抗变得小于第一电阻器123a的阻抗，并因此反馈阻抗就可减小至小于第三电平的第四电平。这样，在通过同时导通两个开关电路来形成包括两个阻抗电路和两个开关电路的反馈电路的情况下，就有可能以四个电平来调节反馈阻抗。

还可以提供另一种包括一个DC开关和一个电阻器的串联电路，以将电流消耗分成更多的电平(例如，5个和更多电平)。在这种情况下，可以没有DC开关、只有一个DC开关，或者所有DC开关选择型导通，从而允许反馈阻抗可以使用更小数值的元件分成相当数量的电平。

在第一实施例中，所需信号功率电平可以分成两个部分，例如，第一和第二所需信号预定数值，以及如果所需信号信号功率电平超过第二所需信号预定数值，则反馈阻抗就增加。然而，所需信号功率电平可以保持在第一输入预定数值的常数上。另外，所需信号功率电平可以精细地分成若干个部分，例如，三个或者更多个部分，使得反馈阻抗可以根据精细划分地部分来调节。在这种情况下，反馈电路可以包括多组电阻器和开关，或者反馈阻抗可以由诸如可变电阻器来调节。

值得注意的是，在高频可变增益放大器件100和信道选择滤波器400之间并不一定要设置频率变换器300。

值得注意的是，信道滤波器400可以设置在高频可变增益放大器件100的输出端和频率变换器300的输入端之间。在这种情况下，由第二功率检测器件203所检测到的功率电平对应于由高频可变增益放大器件100放大的所需信号的功率电平和由信道选择滤波器400所衰减不需要信号的功率电平的和。

值得注意的是，第一功率检测器件202可以连接着高频可变增益放大器件100的输出端P2。在这种情况下，控制电路201就有可能根据信道选择滤波器400的衰减在高频可变增益放大器件100的输出端获得所需信号的幅值。可以根据所获得幅值来控制高频可变增益放大器件100。

值得注意的是，反馈电路103的结构并不限制于图2所示的结构。图6是显示反馈电路103的另一典型结构的方框图。图6所示的典型反馈电路包括由第一电阻器123a和第一电容器133a所形成且相互并联连接着的一个阻抗电路，以及由第1电阻器123a和第一电容器133a所形成且相互并联连接着的另一阻抗电路。图6所示的反馈电路结构能够调节反馈信号的相位，使得反馈信号具有与输入信号相差接近180度的相位差。于是，就有可能抵消失真分量，从而进一步改善失真特性。

值得注意的是，尽管图6所示的典型反馈并联电路是由一个电阻器和一个电容器组合而形成的，但是各个并联电路也都可以由一个电阻器和一个电感器的组合来形成。

图7是显示反馈电路103的另一典型结构的方框图。在图7所示的典型反馈电路中，将并联电路夹在中间的一对第一和第三反馈路径开关143a和153a可同时导通/截止，而将并联电路夹在中间的另一对第二和第四反馈路径开关143b和153b可同时导通/截止。这就改善了反馈电路的噪声特性。特别是，在第一和第三反馈路径开关143a和153a导通和第二和第四反馈路径开关143b和153b截止的典型情况下，由第一电阻器123a所产生的热噪声就不会通过放大器的输入端P3输入到放大器101，因为第四反馈路径开关153b是截止的。于是，就改善了噪声的特性。

图8是显示反馈电路103的另一典型结构的方框图。图8所示的典型反馈电路包括第一和第二直流(DC)电容器163和173，一个可变电容器二极管183，以及一个连接着可变电容二极管183两端的可变电压源193。可变电压源193的工作向可变电容二极管183提供了可变电压。如果提供给放大器101输入端P1输入信号的场强是弱的，则控制电路201就调节施加在可变电容二极管的反向偏置电压，使之减小可变电容二极管的电容，从而增加反馈电路的反馈阻抗。其结果是，减小了反馈信号量，从而允许放大器101具有高增益。如果所需信号增加，控制电路201就可调节由可变电压源193所施加的电压，以增加可变电容二极管的电容，从而减小反馈电路的阻抗，以减小放大器101的增益。第一和第二DC电容器163和173分离了施加到放大器101的偏置电压和反相施加到可变电容二极管183的偏置电压，允许放大器101和可变电容二极管183稳定工作，而不存在施加在两者之间的电压波动。

值得注意的是，由控制电路201所提供的控制信号可以是用于直接驱动变容二极管183的可变电压。在这种情况下，不提供可变电压源193。

值得注意的是，在第一实施例中，端点P1至P7可以是焊盘电极或结点，例如，导线的元件连接。

值得注意的是，尽管第一实施例已经讨论了有关包括以级联方式相连接的晶体管的情况，但是晶体管也可以不是采用级联方式连接的。

值得注意的是，尽管第一实施例已经讨论了有关包括两组串联电路且各组都包括相互并联连接着的一个DC开关和一个电阻器的情况，但是本发明并不限制于这类电流消耗调节电路。例如，电流消耗调节电路可以如图6、7和8所示方式构成，以调节反馈阻抗，从而调节电流消耗。

值得注意的是，尽管第一实施例已经讨论了有关步骤S101的情况，控制电路200确定了所输入所需信号的功率电平，可以为调节反馈阻抗确定所输入信号的功率电平，该功率电平包含着一个不需要的信号和一个输入的需要信号的功率电平。

(第二实施例)

图9是显示根据本发明第二实施例的放大电路2结构的方框图。该图9所示的放大电路包括高频可变增益放大器件110，控制器件210、频率变换器300，以及信道选择滤波器400。在图9中，类似于在根据第一实施例的放大器电路中所包括的这些元件都采用相同的参考数值来标注，并且本文省略了对其的详细讨论的。

高频可变增益放大器件110包括一个输入端P1，一个输出端P2，一个放大器111，电流消耗调节电路102，一个反馈电路103，一个模式变化开关114，以及一个衰减器115。模式变化开关114的工作可根据来自控制电路211的指令使得输入信号旁通放大器111并流到放大器111的输出端。衰减器115的工作使得输入信号可在放大器111的输出端输出。模式变化开关114和衰减器115连接成一个旁通电路。

控制器件210包括一个控制电路211，第一功率检测器件202，以及第二功率检测器件203。功率电路211的工作使之根据第一和第二功率检测器件202和203检测到的功率电平来控制电流消耗调节电路102，反馈电路103，以及模式变化开关114。

图10是显示放大器111和电流信号调节电路102内部结构的电路。在图10中，与图3所示元件相类似的元件采用相同的参考数值，并且省略其详细描述。

在图10中，放大器111包括第一双极型晶体管T1，第二双极型晶体管T2，第五至第七双极型晶体管T5至T7，接地电容器CS，第二电容器C2，第五至第八电阻器R5至R8，以及第四和第五DC开关S4和S5。

第五双极型晶体管T5的发射极通过第八电阻器R8接地。第五双极型晶体管T5集电极连接着第二双极型晶体管T2的基极和第六双极型晶体管T6的发射极。第六双极型晶体管T6的基极连接着相互串联的第五和第六电阻器R5和R6的公用端。第五电阻器R5的另一端通过第四DC开关S4连接着电源端P5。第六电阻器R6的另一端连接着第七双极型晶体管T7的集电极。

第七双极型晶体管T7的基极联系着第五双极型晶体管T5的基极。第七双极型晶体管T7的基极和集电极相互连接着。在第七双极型晶体管T7的集电极和发射极之间的连接是一个并联电路，它包括第二电容器C2和第五DC开关S5。第七双极型晶体管T7的发射极通过第七电阻器R7接地。

第四和第五DC开关S4和S5都是，例如，n-沟道FET开关。

在图10所示的电路中，第一和第二双极型晶体管T1和T2都是在放大操作和由第一和第五DC开关S1和S5控制导通/截止的截止操作之间的开关。

为了使第一和第二双极型晶体管T1和T2切换到放大操作，就必须使第一和第五DC开关S1和S5导通，第四DC开关截止，以及至少第二和第三DC开关中至少一个DC开关导通。

为了使第一和第二双极型晶体管T1和T2切换到截止操作，就必须使第一和第五DC开关S1和S5导通，以及第二至第四DC开关截止。使开关进入截止操作的开关电路以下称之为“截止电路”。

以下详细讨论放大和截止操作。

在以上述讨论方式在切换到进行放大操作的情况下，第一双极型的基极偏置电压变成接近于0.7V。如果第五至第七电阻器R5至R7的电阻阻值分别为r5，r6和r7，则第二双极型晶体管T2的偏置基极电压Vb可以下列公式(1)表示：

Vb＝(Vcc-0.7)(r6+r7)/(r5+r6+r7)    (1)

值得注意的是，这里假定第三DC开关S3是导通的。

正如以上所讨论的基极偏置电压使得第一和第二双极型晶体管T1和T2导通，并因此放大器111允许放大输入信号以及输出放大的输入信号。

在这种情况下，如果第一、第二和第四电阻器R1，R2和R4的阻值分别为r1，R和r4，并且第一和第三双极型晶体管T1和T3各自的电流放大倍数为hfe，放大器111的电流消耗为I，其中放大器包括了与级联方式相连接的第一和第二双极型晶体管T1和T2，放大器111的电流消耗I，可以下列公式(2)来表示：

I＝(r4/r1)(Vcc-1.4)/(R+r4+hfe)    (2)

值得注意的是，这里假定第二DC开关S2是导通的，并且在任何导通的双极型晶体管的基极和发射极之间的电压，为0.7V。

以上公式(2)清楚显示级联放大器的电流消耗取决于R的数值。于是，很显然，R的阻值允许通过连接相互并联的第二和第三电阻器R2和R3来变化，正如图10所示。为了能选择电阻数值R，第二和第三DC开关S2和S3中至少一个是导通的。例如，在第二DC开关S2导通的情况下，在以上公式(2)中的R对应于连接着第二DC开关S2的第二电阻器R2的电阻阻值。在第三DC开关S3导通的情况下，在以上公式(2)中R对应于连接着第三DC开关S3的第三电阻器R3的电阻阻值。在第二和第三DC开关S2和S3都导通的情况下，在以上公式(2)中的R对应于当第二和第三电阻器R2和R3相互并联连接时电阻阻值。第二和第三电阻器R2和R3可设置成相互不同的电阻阻值，并因此而有可能允许电阻阻值R变化，从而调节放大器111的电流消耗。为了减小电流消耗，两个电流消耗调节DC开关中的一个，即，连接着具有较大电阻阻值的，是导通的。

在切换到截止操作的情况下，第一和第五DC开关S1和S5导通，并且第二至第四DC开关截止，使得第一和第二双极型晶体管T1和T2的基极偏置电压变成接近于0V。在这种情况下，放大器111截止，并因此就不存在着任何电流消耗。

图11是显示根据第二实施例的控制电路211操作的流程图。下文中，参照图11来讨论控制高频可变增益放大器件110的方法。在图11中，与第一实施例中所讨论的步骤相类似的步骤都采用图4所示的相同步骤标注来表示。

最初，控制电路211确定由第一功率检测器件202所检测到的所需信号功率电平小于或等于容差T(步骤S201)。可采用与第一实施例所讨论的方法来获得所需信号功率电平。

如果确定所需信号功率电平小于或等于容差T，则控制电路211就执行开关，使得放大器111进行放大操作(步骤S203)。以上所讨论的放大器101执行放大操作的情况称之为“高增益操作模式”。特别是，正如以上所讨论的，第一和第五DC开关导通以及第四DC开关截止。因此，正如第一实施例，控制电路211可根据所需信号功率电平和不需要信号功率电平控制反馈电路103和电流消耗调节电路102(步骤S101至S114)，从而可避免失真特性变差。

在确定所需信号功率电平超过容差T，即，所需功率电平相当高，就不需要放大所需信号功率电平。因此，控制电路211就控制放大器101，反馈电路103，以及模式改变开关114，使得放大器101执行截止操作，反馈电路103变成开路，并且模式改变开关114就导通(步骤S202)。因此，过程就返回到步骤S201。在放大器101执行截止操作的模式中，模式改变开关114就导通，并且所需信号可通过衰减器115输出，以下称之为“衰减模式”。

特别是，控制电路211导通第一和第五DC开关S1和S5，并截止第二至第四DC开关S2至S4，从而截止放大器101。此外，控制电路211截止第一和第二开关113a和113b，从而截止反馈电路103。

这就允许所需信号输入到输入端P1并经过模式改变开关114和衰减器115之后从输出端P2输出，使得所述信号的衰减可大于在所需信号输入时的信号。

正如以上所讨论的，在第二实施例中，如果接受到信号的场强超过容差，则放大器101就截止，使得在放大器101饱和时所产生的失真分量会基本减小至零。此外，通过使用衰减器115衰减所需信号，就有可能避免由于高频可变增益放大器件100下游电路饱和所产生的失真分量，即使高的场强输入至高频可变增益放大器件110。其结果是，就有可能提供低失真和高动态范围可变增益放大器件。

值得注意的是，在第二实施例中的反馈电路可以是图6，图7和图8所示的反馈电路中的任何一个电路。

值得注意的是，在所需信号功率电平超过容差T的情况下，可以在没有提供放大的条件下将所需信号从输入端旁通至输出端。

值得注意的是，两个或多个旁通电路可以相互并联连接，使得可用开关执行在旁通路径之间的切换，从而改变化在旁通模式中的衰减量。

值得注意的是，信道选择滤波器400可以设置在高频可变增益放大器件100的输出端和频率变换器300的输入端之间。在这种情况下，由第二功率电平检测电路203所检测到的功率电平对应于由高频可变增益放大器件100放大的所需信号的功率电平和由信道选择滤波器400所衰减的不需要信号的功率电平的和。

(第三实施例)

图12是显示根据本发明第三实施例的放大电路3的结构方框图。在第三实施例中，其流程可参照图4所示流程图来讨论。放大电路3是直接变换类型。在图12中，与图1所示放大电路1的元件相类似的元件采用相同的标号来标注，并省略对其的讨论的。在图12中，放大电路3包括高频可变增益放大器件100，控制电路220，混频器301a和301b，低通滤波器401a和402b，90度相移器500，以及本振器601。控制器件220包括控制电路221，第一功率检测器件202，以及第一和第二输出功率检测电路223a和223b。

本振器601的输出信号是由90度相移器500所产生的，使之变成相互90度相移的本振信号，分别输入至混频器301a和301b。混频器301a和301b各自将90度相移器输出的本振信号与高频可变增益放大器件的输出信号相乘，并将所产生的信号输入至低通滤波器401a和402b。低通滤波器401a从混频器301a的输出信号中选择所需信号，允许所选择的信号可通过，从而衰减不需要的信号，并输出正交信号和同相信号。低通滤波器401b从混频器301b的输出信号中选择所需信号，允许所选择的信号可通过，从而衰减不需要的信号，并输出正交信号和同相信号。

第一输出功率检测电路223a检测低通滤波器401a输出信号的功率电平。第二输出功率检测电路223b检测低通滤波器401b输出信号的功率电平。如同第一实施例(将图4)，控制电路221基于第一功率检测器件202检测到的所需信号功率电平所获得不需要信号功率电平以及由第一和第二输出功率检测电路223a和223b检测到的输出信号的功率电平来控制反馈阻抗和电流消耗。

(第四实施例)

图13是显示根据本发明第四实施例的频率变换电路4的结构方框图。在图13中，频率变换电路4包括高频可变增益频率变换器件120，控制器件200，以及信道选择滤波器400。高频可变增益频率变换器件120包括频率变换器800，输入端P1，输出端P2，本振频率信号输入端LO，反馈电路103，以及电流消耗调节电路102。

在图13中，与图1所示的放大电路1的元件相类似的元件采用相同参考标号来标注，并省略对其的详细讨论。在图13中，频率变换电路4包括高频可变增益频率变换器件120，以替代所包括的高频可变增益放大器件100，并且不包括频率变换器300。

从本振频率信号输入端LO，输入本振频率信号。频率变换器800将从本振信号输入端LO所输入的本振信号与输入端P1所输入的高频信号相乘，以及从输出端P2输出所产生的信号。

类似于第一实施例，控制电路201将控制信号输入至各个反馈电路103和电流消耗调节电路102，并且调节频率变换器800的反馈阻抗和电流消耗。

图14是显示频率变换器800和电流消耗调节电路102各自内部结构的电路方框图。在图14中，电流消耗调节电路102类似于在第一实施例中所讨论的电路，并因此而省略对其的详细讨论。频率变换器800包括双极型晶体管T5，本振频率信号输入端LO，输入端P3，以及输出端P4。从输入端输入的高频信号与从本振频率信号输入端LO所输入的本振频率信号相乘，并且所产生的信号从输出端P4输出。

于是，在第四实施例中，反馈阻抗可控制，使之根据所接受到的所需信号的功率电平来调节频率变换器800的增益。此外，电流消耗可控制，使之根据不需要信号功率电平来调节OIP3的数值。因此，就有可能提供一个高频可变增益频率变换器，它能够避免失真特性的降低，同时减小电流消耗。

值得注意的是，尽管第四实施例已经讨论了有关一种单个类型的频率变换器的情况，但是也可以采用平衡类型的频率变换器。图15是显示在使用平衡类型频率变换器的情况中频率变换器800，增益调节电路102a和电流消耗调节电路102b各自内部结构的电路方框图。在图15中，平衡类型频率变换器包括晶体管T6，T7和T8，一个电阻器R7，一个输入端P3，输出端P4a和P4b，以及本振频率信号输入端LO。向本振频率信号输入端LO输入不同的本振频率信号。不同频率信号与各个晶体管T7和T8上的输入端P3输入的高频信号相乘，并且所产生的信号从输出端P4a和P4b输出。

增益调节电路102a具有类似于在第一实施例中所讨论的电流消耗调节电路102的电路结构，它连接着晶体管T7和T8。值得注意的是，电阻器R6，R7和R8各自都具有一个适当的电阻阻值。增益调节电路102a通过电阻器R5连接着晶体管T8的基极，以及通过电阻器R1连接着晶体管T7的基极。

电流消耗调节电路102b具有类似于在第一实施例中所讨论的电流消耗调节电路102的电路结构，它连接着晶体管T6。值得注意的是，电阻器R2，R3和R4各自具有适当的电阻阻值。电流消耗调节电路102b通过电阻器R7连接着晶体管T6的基极。

在这种情况下，第一反馈电路(未显示)连接在输出端P4a和输入端P3之间，以及第二反馈电路(未显示)连接在输出端P4b和输入端P3之间。

如果确定需要改变增益(见，图4中所示的步骤S102，S107和S111)，控制器件200的控制电路201调节第一和第二反馈电路的反馈阻抗，使得第一和第二反馈电路的反馈阻抗各自如同第一实施例，并且向增益调节电路102a输入控制信号，以控制开关S5和S6，从而变化频率变换器800的增益。如果晶体管T7和T8各自的基极电压Vb4被改变，则改变饱和输出电平。饱和输出电平的变化对应于最大可能输出功率的变化，并因此通过改变饱和输出电平，就有可能改变增益。特别是，为了能增加增益，晶体管T7和T8各自的基极电压Vb4就需要能够减小。因此，控制电路201就控制开关S5和S6，以增加包括电阻器R6和R7的整个电路的阻值。另一方面，为了减小增益，晶体管T7和T8各自的基极电压V64就需要增加。因此，控制电路201就控制开关S5和S6，使之降低包括电阻器R6和R7的整个电路的阻值。值得注意的是，控制晶体管T7和T8各自的基极电压Vb4，使之小于或者等于发射极电压Vc5。采用这种方式，就可以调节第一反馈电路和第二反馈电路的反馈电阻和增益调节电路的阻抗，来调节频率变换器800的增益。

如果确定电流消耗需要变化(见，图4中的步骤S104，S110和S114)，控制器件200的控制电路201向增益调节电路102b输入控制信号，以类似于第一实施例的方式来控制开关S2和S3，从而改变频率变换器800的电流消耗。

正如以上所讨论的，频率变换器可以是平衡类型的。在这种情况下，通过提供另一增益调节电路，就有可能调节频率变换器的增益。通过使用增益调节电路来调节增益以及通过采用反馈阻抗调节的方式来调节增益，就有可能不仅可调节增益还可以防止失真。值得注意的是，增益可以只采用反馈电路来调节，而不需要提供增益调节电路。

(第五实施例)

图16是显示包括在本发明的第一或第二实施例所讨论的放大器电路1，2或3的通讯器件70结构的方框图。与通讯器件是否包括放大电路1，2和3无关，除了在包括放大电路3的情况下不需要本振振荡器以外，通讯器件的整体结构都是相同的。下文中，以通讯器件70的典型结构来讨论包括放大电路1的通讯器件70的结构。

在图16中，通讯器件70包括天线600，放大电路1，本机振荡器700，以及可变增益放大器件701。天线600连接着放大电路1的输入端。本机振荡器700向放大电路1的频率变换器300输入本振信号。在这种情况下，频率变换器300起着混频器的作用。在通讯器件70的输出端，基本连接着数据处理电路。

由天线所接受到的输入信号可以由放大电路1的高频可变增益放大器件100放大。具有等效于在高频可变增益放大器件100的输出信号频率和本振振荡器700的本振频率之间差值频率的差分信号从频率变换器300输入到可变增益放大器件701并且被调节到预定电平上，以及所产生的信号从通讯器件70的输出端输出并输入到数据处理电路。

值得注意的是，用于减小不需要频率分量的滤波器可以设置在相邻的电路模块之间。

值得注意的是，在通讯器件中，通讯器件包括了一个用于放大由天线所接受到的高频信号并输出所产生信号的高频可变增益放大器件和一个用于对高频可变增益放大器件输出的信号进行频率变换的频率变换器件，该频率变化器件可以等效在第四实施例中所讨论的频率变换器件。

本发明提供了一种高频可变增益放大器件，控制器件，高频可变增益频率变换器件，以及通讯器件，这些器件能够减小电流消耗而不降低失真特性或者在不增加电流消耗的条件下改善失真特性，从而有利于在诸如通讯领域中的应用。

在已经详细讨论本发明的过程，上述描述以各个方面进行了说明且不是限制。应该理解的是，可以在不背离本发明范围的条件产生许多其它改进和变更。