用于非恒定包络调制信号的信号峰值缩减电路

摘要

一种信号峰值缩减电路(10)，包括：用来限制数据承载信号的带宽的带限滤波器(13)，用于预测脉冲成形滤波器的输出处的数据承载信号的峰值的预测滤波器(12)，用于生成响应由预测滤波器预测的一个或多个信号峰值的补偿信号的限幅滤波器(15)，以及用来在放大数据承载信号前将补偿信号施加到数据承载信号的信号组合设备(16)。

说明书

本发明一般涉及用来缩减电信信号中的信号峰值的电路和方法，尤其涉及用来缩减非恒定包括调制信号的峰值对平均功率比的电路和方法。本发明适用于涉及多码码分多址(CDMA)信号、正交频分复用(OFDM)信号及临界抽样复合高斯信号的应用，并且结合这些示例性应用描述本发明是方便的。然而，可以理解的是，本发明不限于仅用于这些应用中。

传送具高峰值对平均功率比(PAPR)的信号，诸如多码CDMA信号，的电信设备要求输出功率放大器具有大的峰值功率能力。这样的放大器体积大且昂贵，并且有高的功率要求。如果这样的放大器不能处理所述峰值功率信号电平，则结果产生的饱和引起互调产物和相邻信道干扰(ACI)。用来缩减峰值对平均比的技术有许多，但其中很多是依赖于调制的，例如，编码，部分传送序列，或用于OFDM的定相及多载波扩频。

图1示出多码CDMA收发机的传输路径的一部分1，其中，一信号的同相和正交(I和Q)分量由上变频器2或许多上变频级上变频，以由放大器3放大并随后传送。脉冲成形内插滤波器4或其他滤波用来带限提供给上变频器2的信号。一防止放大器3饱和的有效方法是在放大器3前引入信号峰值限幅器。该限幅器在发射机中有两个可能的位置，即置于滤波器4前的限幅器5或置于滤波器4后的限幅器6。置限幅器于滤波器后防止放大器饱和，削除放大器饱和区域中的AM对PM失真，但仍产生ACI。后者可通过峰值开窗口得到缩减，或通过置限幅器于滤波器前面而全部得到消除。然而，置限幅器5于滤波器4前可导致已限幅的峰值的再生，这又会引起放大器饱和。较强限幅或过限幅可防止峰值再生，但使信号受到不必要的衰减。

因此，希望提供一种使放大器饱和最小而不引入不必要的信号衰减的用来缩减电信信号峰值的电路和方法。

还希望提供一种改进或克服已知电信技术和电路的一个或多个缺点的用来缩减电信信号峰值的电路和方法。

以此为目标，本发明的一个方面提供一种信号峰值缩减电路，包括：

用来限制数据承载信号的带宽的带限滤波器，

用来预测脉冲成形滤波器的输出处的数据承载信号中的峰值的预测滤波器，

用来生成响应由预测滤波器预测的一个或多个信号峰值的补偿信号的限幅处理器，以及

用来在数据承载信号的带限和放大前将补偿信号应用于数据承载信号的信号组合设备。

在一个实施例中，数据承载信号包括I和Q数据码元。数据码元可以是填充以内插的零。

信号峰值缩减电路可包括用来将把数据承载信号应用于带限滤波器延迟的延迟线。延迟线可包括多个延迟元件并可形成预测滤波器的一部分。信号组合设备可在延迟线的中心处或附近施加补偿信号。

补偿信号可包括校正矢量。信号组合设备可用来将校正矢量应用于单个数据抽样位置。校正矢量可应用于激活最大滤波器抽头的延迟线上的抽样位置处。

另外，校正矢量可包括多个矢量分量，信号组合设备用来将矢量分量分配给多个数据码元或抽样。

信号组合设备可将矢量分量分配给激活最大滤波器抽头值的数据码元。

补偿信号可包括多个用来调节预测滤波器中的多个数据码元的增益的增益调节信号。

增益调节可应用于激活最大有效子滤波器抽头值的码元。

限幅处理器可将预测滤波器的输出的幅度，与阈值电平比较以检测数据承载信号的峰值。

限幅处理器可生成补偿信号，以在数据承载信号的最大峰值处应用于数据承载信号。

另外，限幅处理器可生成补偿信号，以每当数据承载信号的幅度超过阈值电平时应用于数据承载信号。

可用信号限幅器对引入至信号峰值缩减电路的数据承载信号限幅。

信号限幅器和预测滤波器的设定限幅电平可相对于放大器限幅电平而独立调节。

本发明的另一个方面可提供包括串连的多个如上所述的信号峰值缩减设备的信号峰值缩减电路。

下面的描述较详细地说到本发明的各种特点。为便于理解本发明，参考对附图的描述来在几个实施例中说明本发明。要理解的是，本发明不限于附图中示出的实施例。

附图中：

图1此前已有描述，是多码CDMA收发机的传输路径的一部分的原理图。

图2是根据本发明的信号峰值缩减电路的第一实施例的原理图。

图3是根据本发明的信号峰值缩减电路的第二实施例的原理图。

图4(a)和图4(b)是图2和图3的电路中各位置处的数据码元的图示。

图4(c)是形成图2和图3的信号峰值缩减电路的一部分的限幅处理器生成的输出校正矢量的图示。

图4(d)示出如图2和图3处理的一幅度抽样和输出校正矢量的组成部分。

图5是由图2的电路处理的数据承载信号内的数据码元的同相和正交分量形成的矢量的图示。

图6是由图7的电路处理的数据承载信号内的数据码元的同相和正交分量形成的矢量的图示。

图7是根据本发明的信号峰值缩减电路的第三实施例的原理图；

图8是由图9和图12的电路处理的数据承载信号内的数据码元的同相和正交分量形成的矢量的图示。

图9是根据本发明的信号峰值缩减电路的第四实施例的原理图。

图10(a)和图10(b)分别是由图2、图3、图7、图9和图12的任一电路实施的峰值检测算法和电平检测算法的流程图

图11是图2、图3、图7和图9所示的任一电路处理的数据承载信号的图示。

图12是根据本发明的信号峰值缩减电路的第五实施例的原理图；以及

图13是根据本发明的信号峰值缩减电路的第六实施例的原理图。

现在参考图2，一般地示出根据本发明的信号峰值缩减电路10的原理图。电路10包括零比特填充器11、预测内插滤波器12及带限滤波器13、延迟线14、限幅处理器15及信号求和设备16。输入I/O数据码元d(r)由零比特填充器11填充零，以形成信号x(n)，如图4(a)所示，然后馈入两个连续相同或紧密匹配的滤波器12和13用以内插。滤波器12是预测滤波器，该预测滤波器对第二滤波器13的响应及可选地对零比特填充器11在P/A之前对数据承载信号的任一随后的滤波建模。预测滤波器12用来预测数据承载信号中的峰值，并向限幅处理器15提供输出信号，以产生响应所检测的峰值的补偿信号，在此情况下是校正矢量v(n)。如图1所示，校正矢量在通过第二内插滤波器13和上变频电路之前从信号x(适当地被延迟线14延迟)中被减去。尽管第二滤波器13在该图中是由单个元件表示的，但第二滤波器13可包括预测滤波器12与给定收发机的放大器之间的所有滤波元件。

信号峰值的削除在图2所示的电路中不是最优的，因为所附加的补偿信号在第二滤波器的脉冲长度上被拖尾，这会引起额外的峰值出现于波形的其他部分。

在图3所示的结构中，预测滤波器12实现为有限脉冲响应(FIR)滤波器。延迟线14结合进预测滤波器12的延迟线部分，并包括多个延迟元件，诸如标号20和21。延迟线中的相邻延迟元件分离滤波器抽头，诸如标号22和25。对于线性相位滤波器，补偿信号施加于数据承载信号的点较佳地朝向或位于延迟线12的中心，以补偿滤波器的群延迟。对于其他滤波器，补偿矢量施加于激活最大滤波器抽头值的抽样。本例中信号求和设备16得到定位，以将在限幅处理器15的输出处的校正矢量施加于预测滤波器延迟线结构的中心。这样的安排通过将经拖尾的v(n)波形的后半部包括于输出估计y(n)中来缩减额外的峰值的电位。亦可从紧跟信号求和设备16(正位于延迟元件21之前)的延迟线取对第二滤波器的输入，以缩减信号等待时间。

限幅处理器15将预测滤波器12的输出的幅度与阈值电平，称为设定限幅电平(SCL)比较，以检测所述输出的峰值。如图4(b)所示，当在时间n处滤波器输出幅度|y(n)|超出限幅阈值，则如图4(c)所示地在如由限幅处理器15确定的需要校正的精确位置处，从馈入第二滤波器13的输入的数据承载信号中减去校正矢量v(n)。该位置不是必须与输入数据抽样的位置同步，但常落于零内插抽样之一上。如此计算校正矢量v(n)以把预测滤波器12的输出信号的幅度限制到SCL值。y(n)的计算的矢量表示示于图4(d)。在滤波器12的输出处停止限幅所需的校正是α(n)，并等于v(n)在滤波器输出上于时间n处的效果。

限幅处理器如下计算所需SCL值：

SCL＝|y(n)-α(n)|                                   (1)最短的校正矢量α(n)与y(n)同相，并把(1)简化为

|α(n)|＝|y(n)|-SCL                                     (2)如果校正矢量v(n)加至滤波器延迟线14的中心，则α(n)与v(n)间的关系可表达为

α(n)＝h₀v(n)                                           (3)(2)与(3)的组合给出v(n)为 $>>v>>(>n>)>>=>>(>1>->>SCL>>|>y>>(>n>)>>|>>>)>>>>y>>(>n>)>>>>|>>h>0>>|>>>->->->>(>4>)>>>s>$

校正矢量v(n)是引入至数据承载信号的误差。预测滤波器12的滤波将该误差分配给其他信号抽样，以致滤波器脉冲响应范围内的每个所接收的抽样能接收该误差的一部分。时间瞬间m处的对给定输出抽样的经拖尾误差可表示为：

e(m)＝h_m-nv(n)                                          (5)抽取后总的误差幂可计算为： $>sup>>e>v>2sup>>=>>>\Sigma >>>|>e>>(>m>)>>|>>2>>>>n>->>(>M>->1>)>>/>2>\le >m>\le >n>+>>(>M>->1>)>>/>2>>>,>m>=>n>->p>+>k\Delta >,>k>\in >>(>0>,>\pm >1>,>\pm >2>,>.>.>.>)>>.>.>.>.>.>.>.>>(>6>)>>>s>其中，\Delta 是抽取间隔而p是n对象最近的抽样点的偏移。为简化推导，假定滤波器脉冲响应长度N为奇。n可不丧失通用性地设定为零。把(5)代入(6)中并求平均值：$ >ver>sup>>e>v>2sup>>‾>>=>>>>|>v>|>>2>>\Delta >over>>\Sigma >>p>=>0>>>\Delta >->1>over>>>>\Sigma >>>|>>h>m>>|>>2>>>>->>(>M>->1>)>>/>2>\le >m>\le >+>>(>M>->1>)>>/>2>>>,>m>=>->p>+>k\Delta >,>k>\in >\{>0>,>\pm >1>,>\pm >2>,>.>.>.>\}>.>.>.>.>.>.>>(>7>)>>>s>这假定对所有内插抽样，y(n)超出SCL的概率是相同的。它简化为：$ >ver>sup>>e>v>2sup>>‾>>=>>>>|>v>|>>2>>\Delta >>>\Sigma >m>>>>|>>h>m>>|>>2>>.>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>8>)>>>s>如果滤波器有单位DC增益(即，$ >>>\Sigma >m>>>>|>>h>m>>|>>2>>=>1>>s>)，则误差为：$ >ver>sup>>e>v>2sup>>‾>>=>>>>|>v>|>>2>>\Delta >>.>.>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>9>)>>>s>$$$$$

上述方法中校正矢量的异步位置要求—平滑结构用于内插，所述内插是继之以滤波12和13的零抽样插入11。如果使用多相结构，则可大大减少复杂性。为此，如图5(a)和图5(b)中可见，可在形成滤波器输出y(n)的N个的M个数据码元之间分配校正矢量。

如果 $>>g>>(>>v>i>>)>>=>>\Sigma >i>>>h>>->>(>p>+>i\Delta >)>>>>>v>i>>=>\alpha >>(>n>)>>.>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>11>)>>>s>$

则可通过最小化定义为 $>sup>>e>d>2sup>>>(>>v>i>>)>>=>>\Sigma >i>>>>|>>v>i>>|>>2>>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>10>)>>>s>的误差使校正矢量的分配最优。$

对校正矢量v_i将分配至其上的所有N个码元求和。注意，h_-(p-iiΔ)是当滤波器计算y(n)时v_i的对应滤波器抽头值。平方误差e_d²是二次函数，因而能用拉格朗日倍增器使其最优。拉格朗日倍增器最小化： $>>H>>(>>v>i>>)>>=sup>>e>d>2sup>>>(>>v>i>>)>>+>\lambda >[>g>>(>>v>i>>)>>->\alpha >>(>n>)>>]>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>12>)>>>s>参数\lambda 设定为给出$

H(v_i)＝0                                          (13)方程式(13)的设定包括下面形式的N个方程式： $>>>\partial >>\partial >>v>i>>>sup>>e>d>2sup>>>(>>v>i>>)>>+>\lambda >>\partial >>\partial >>v>i>>>>g>>(>>v>i>>)>>=>0>.>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>14>)>>>s>将(10)和(11)代入(14)并使用复杂推导给出N个方程式：$

2v_i+λh_-(p+(Δ)＝0                                  (15)对(15)作些数字运算得出分配的校正矢量的值： $>>>v>k>>=>>>>h>>->>(>p>+>k\Delta >)>>>>\alpha >>(>n>)>>>>>\Sigma >i>sup>>h>>->>(>p>+>i\Delta >)>>>2sup>>>>.>.>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>16>)>>>s>将(16)代入(10)得到：$ >sup>>e>d>2sup>>=>>>>>|>\alpha >>(>n>)>>|>>2>>>\Sigma >i>>>>|>>h>>->>(>p>+>i\Delta >)>>>>|>>2>>>>>|>>\Sigma >i>sup>>h>>->>(>p>+>i\Delta >)>>>2sup>>|>>2>>>.>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>17>)>>>s>对实值滤波器抽头，(17)可简化为：$ >sup>>e>d>2sup>>=>>>>|>\alpha >>(>n>)>>|>>2>>>>\Sigma >i>sup>>h>>->>(>p>+>i\Delta >)>>>2sup>>>>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>18>)>>>s>方程式(18)指出，提高起作用的码元的数目会减少差错。而且，该方程式说明，应选择有最大抽头幅度的码元用来应用分配的校正矢量。这些码元通常位于接近或在滤波器的脉冲响应的中心处。可通过对关于其最近数据码元的校正矢量的不同位置p求平均数而发现平均误差。$$$

分配矢量减去方法总是比矢量减去方法具有较高误差，但随着校正矢量分配于其上的码元的数目N的上升，误差趋于减少。

图7示出用来实现分配矢量减去方法(在此情况中有两个码元校正矢量N＝2))的信号峰值缩减电路30的框图。电路30将两个校正矢量分量应用于有最高抽头值的数据承载信号中的那些数据码元，即在时间n处最近于峰值y(n)的那些数据码元。这是通过在预测滤波器34的延迟线33的中心使用两个复数信号求和设备31和32而启动的。

在本例中，滤波器34和13由多相结构实现。滤波器34包括多个子滤波器，诸如图7中的标号36、37和38。旋转开关35以来自每个子滤波器36至38的每个时钟脉冲将输出抽样馈给限幅处理器15，并将这些输出抽样与限幅电平SCL比较。适当的矢量v₀和v₁则由限幅处理器15计算，并应用于复数加法器31和32。在实现一个抽样分配矢量减去方法的电路中，只将一个校正矢量v0施加到激活来自当前子滤波器的最高抽头值h的码元位置。

在备择方法(此处称为增益调节方法)中，如图8所示，改变一组复数数据码元的增益以缩减峰值平均比。滤波器输出y(n)上N个所选码元的部分贡献yp(n)是 $>>yp>>(>n>)>>=over>>\Sigma >>i>=>1>>Nover>>>h>>->>(>p>+>i\Delta >)>>>>x>>(>n>+>p>+>i\Delta >)>>.>.>.>.>.>.>>(>19>)>>>s>将增益g用于yp(n)，可将输出强制为SCL(设定限幅电平)：$

SCL＝|y(n)-(1-g)yp(n)|                                       (20)(19)的线性说明，将增益用于yp(n)对应将同一增益用于滤波器输入。只在yp(n)大得足以补偿峰值功率时才应用该方法。

|y(n)-yp(n)|≤SCL                                            (21)

图8示出(20)的图示。对(20)的两侧平方得到

SCL²＝|y(n)|²+(1-g)²|yp(n)|²-(1-g)[yp(n)y(n)^*+yp(n)^*y(n)](22)方程式(22)可重新调整为：

A(1-g)²-2B(1-g)+C＝0                                        (23)其中，A＝|yp(n)|²，C＝|y(n)|²-SCL²以及B＝|yp(n)y(n)^*+yp(n)^*y(n)]/2。二次方程式(23)的解为 $>>g>=>1>+>>>->B>\pm >>>B>2>>->AC>>>A>>.>.>.>.>.>.>.>>(>24>)>>>s>g可为复数，将g限定为正实数可简化该实现，因为42和43只需要实增益。在此情况中$ >>g>=>1>+>>>->B>+>>>B>2>>->AC>>>A>>.>.>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>25>)>>>s>当A很小时必须采取预防措施，防止增益调节引起舍入误差。$$

类似于对应的所述实现分配矢量减去方法的电路，实现该增益调节方法的信号峰值缩减电路40的框图见图9。在此情况下，所述电路使用两码元校正。该图中的延迟线41包括用来调节中心处的信号增益的可变增益放大器42和43，而非信号求和设备31和32。可紧跟最后的增益调节阶段进行对子滤波器13的馈入。

由增益调节方法引入的平方误差可定义为 $>sup>>e>1>2sup>>=>>\Sigma >i>>>>|>x>>(>n>+>p>+>i\Delta >)>>->gx>>(>n>+>p>+>i\Delta >)>>|>>2>>.>.>.>.>.>.>.>.>>(>26>)>>>s>其中，对i的N个值求和。此处的误差取决于信号，并且不能直接与矢量减去方法及分配矢量减去方法得出的误差相比，因为如果g为实数，则所补偿的峰值可经受相位失真。这进一步加大图8所示的误差，图8示出对单个码元实增益调节(N＝1)的校正。$

可使用迭代算法执行峰值检测和补偿，以搜索和发现大于限幅电平的峰值的滤波器输出。可采用两种不同的补偿策略。在第一种方法，峰值检测算法(PDA)中，y(n)中一有超过SCL(图4(b)中的抽样n)的峰值便执行补偿。在第二种方法，电平检测算法(LDA)中，每当(抽样)信号幅度超出SCL而不管是否处于峰值(图4(b)中的抽样n-1，n，n+1和n+2)，便执行补偿。前者需要额外的比较，以标识确定出现峰值的斜率变化(+ve至-ve)，而后者较经常地补偿信号，并因而计算较多。图10(a)和图10(b)示出两种检测算法的流程图。

所述补偿方法用来只在单个数据抽样点削除设定限幅电平(SCL)的过冲。然而，这样的滤波使所引入的补偿信号(校正矢量或增益调节)影响所输出波形的其他部分，这会使以前无幅度过冲的抽样时间处出现幅度过冲。当有若干连续峰值，其中—峰值的补偿可再生先前所补偿的峰值时，该影响尤其显著。此现象共存于几乎所有的限幅补偿方法中并可导致放大器饱和。

如图11所示，防止这种现象的一种方法是使用比放大器限幅电平(ACL)即放大器饱和所在的电平低的设定限幅电平。该较低的设定限幅电平(SCL)减少再生峰值使放大器饱和的机会。ACL确定所传送信号的峰值功率，根据所述峰值功率可计算所传送信号的峰值对平均功率功率比(PAPR)。

防止峰值过冲设定限幅电平(SCL)的一种方法是在这里标号为52的任一前所述预测滤波器前添加一常规限幅器51。图13所示的附加的常规限幅级51用作数据预限幅器并减少峰值再生。

图12示出此处称为限幅-滤波器-限幅-滤波器(CFCF)电路的信号峰值缩减电路的级联版本。CFCF电路50比图2、图3、图7和图9所示的限幅电路多一个限幅级。第二级限幅再生的峰值，而最后的滤波器将这会导致的频谱泄漏衰减至相邻信道中。

有两个性能标准：通过向所希望的信号添加带内噪声来影响链路性能的均方误差(MSE)，以及出现于放大器中并对其他用户产生带外干扰的限幅误差(CE)，可用这两个性能标准评估所述峰值缩减技术的性能。这两个标准可相互折衷，最后的选择基于系统性能规格。这种折衷可通过独立地相对于放大器限幅电平(ACL)而调节限幅级和预测滤波器的设定限幅电平(SLCp或SCL)来获得。将信号限制至低于放大器的ACL的电平将使放大器通过任一由限幅操作后的滤波引起的峰值再生而变得饱和的概率降低。限幅误差因此减少，从而改进带外频谱，但增加了带内失真，这表现为增加的MSE。

从前述可以理解的是，在本发明的单个矢量减去实现中，在出现峰值处取消峰值，峰值时常位于输入数据点d(m)间。其他三个实现自我调节数据点，或者通过添加校正矢量(分配矢量减去实现)，或者通过将它们乘以0与1间的增益因子g(增益调节实现)，或者通过限制它们的幅度(常规限幅)。已发现数据承载信号的预限幅进一步改进所有的实现。所有的实现不需要用来处理的块格式，因此适于诸如CDMA之类的要求连续传送的系统。

本发明可与任何非恒定包络调制一起使用，诸如QAM、PSK、多载波信号、OFDM及CDMA。在此处描述的示例实施例中，输入信号是多码CDMA信号(包括不同(伪)随机码的和)。输入信号是临界抽样的，因此传输之前需带限(通过脉冲成形滤波器)和上变频。内插是在数字域中执行的，这减少了数模转换后对重构滤波器的要求。总滤波器的脉冲响应因此由数字内插滤波器控制，这可在多相结构中实现。预测滤波器应设计成在PA之前对实际滤波(包括模拟、IF和RF滤波器)的效果建模。

对复杂性的一可接受的降低是只使用预测滤波器中的最大起作用的抽头，因为它们是峰值再生的主要贡献。

最后，要理解的是，可不脱离如所附权利要求定义的本发明的精神和范围地对所述信号峰值缩减电路作出各种修改和/或添加。