三级软切换变换器

摘要

三级、稳频、软切换隔离变换器在输入电压和输出负载的一个宽范围上提供了用于所有初级开关导通的零电压切换(ZVS)条件。这些变换器用最小占空因数损失和循环电流实现ZVS。初级开关的ZVS通过隔离变压器初级上的一个电感器中存储的能量来实现。安排电感器和变压器使四个开关串联的外侧和内侧开关对之间的相移的变化以相向方向改变变压器绕组和电感器绕组上的伏秒产物。在一些实施例中,初级侧电感器与具有两个绕组的电感器耦合,而在其它实施例中,该电感器只有一个绕组。

说明书

相关申请的交叉参考

本申请是2000年8月31日提交的，序列号为09/652869，名称为“软切换全桥变换器”的专利申请，以及2001年2月5日提交的序列号为-＿＿＿，名称为“软切换全桥变换器”的专利申请的继续部分。

技术领域

本发明涉及一种电源变换器，特别是涉及一种高压电源变换器。

背景技术

通常，高电压电源变换应用需要带有高额定电压的切换元件，这是因为一个开关的额定电压由变换器的输入和/或输出电压来确定。例如，在传统的隔离的降压变换器中，即，在具有输出电压高于输入电压的变压器隔离的变换器中，初级切换元件上的电压应力由输入电压和变换器的布局确定。桥型布局的初级开关，比如半桥和全桥变换器经受等于输入电压的最小电压应力。然而，单端布局的电压应力，比如单开关前送和回送变换器上的电压应力明显高于输入电压。

实现高电压应用的高效率是一个主要设计的挑战，这需要通过仔细选择变换器布局和切换元件特性来使导通和切换损失最佳化。也就是说，较高额定电压的半导体开关，比如，MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)和BJT(双极面结型晶体管)与它们的具有较低额定电压对应物相比，展现了较大的导通损失。此外，在高电压应用中，切换损失也要增加。一般来说，采用各种谐振或软切换布局可以减少甚至消除切换损失。然而，减少导通损失的方案是非常有限的。实际上，一旦选择了具有用于所需额定电压的最低导通损失的布局和开关，可以进一步减小导通损失的方法就只能是使用一个可以利用具有较低额定电压，并因此具有较低导通损失的开关的布局。在称之为多级变换器的电路类别中，由于初级开关以比输入电压低得多的电压应力工作，因此多级变换器是高电压应用的一个自然选择。迄今为止，文献中已经公开了大量的多级直流/交流和直流/直流变换器。

作为一个实例，图1示出了一个三级、零电压切换(ZVS)直流/直流变换器，该变换器已经在“用于高输入电压的DC/DC变换器：具有V_IN/2的峰值电压的四个开关，电容性强行断开，和零电压接通”一文中作了介绍，该文的作者是Barbi等人，并且公开于IEEE Power ElectronicsSpecialists’Conf.Rec，pp.1-7，1998。图1中的变换器提供了所有四个初级开关的ZVS导通以及用具有限制到V_IN/2的初级开关的电压应力的脉宽调制(PWM)工作的稳频。然而，由于图1中的电路依赖于变压器TR的漏感中存储的能量建立开关Q₂和Q₄的ZVS的条件，因此仅能够在全负载的非常有限的负载范围内实现开关Q₂和Q₄的ZVS，除非漏感明显增加，或者增加一个与变压器初级绕组串联的相当大的外部电感。应该指出，在图1中，电感器L的电感代表变压器的漏感和外部附加电感(如果有的话)的总和。与初级绕组串联的电感的增加对电路性能具有有害影响，因为它减少了有效的次级占因数，并且因电感与不导通的次级整流器的结电容的交互感应作用而产生严重的寄生鸣响。一般来说，次级占空因数的减少需要通过减少变压器的匝数比来补偿，这又增加了初级的导通损失，因为进入变压器初级的反射负载电流也被增加。为了衰减寄生鸣响，需要一个重次级消声器电路，从而使变换效率进一步恶化。

作为另一个实例，图2示出了三级、软切换直流/直流变换器，该变换器已经在“一种零电压切换三级DC/DC变换器”一文中说明，作者是Canales等人，公开于Proceedings of IEEE International Telecommunications EnergyConference(INIELEC)，pp.512-517，2000。图2中的三级变换器的特点也是所有开关Q1至Q4的ZVS导通。此外，通过使用“跨接电容”C_B，也以具有移相控制的稳频操作为特性。图2的电路利用输出滤波器电感器中存储的能量实现外侧开关Q1和Q4的ZVS，以及利用变压器的漏感中存储的能量实现内侧开关Q2和Q3的ZVS。所以，外侧开关的ZVS可以在一个宽负载范围内实现，而内侧开关的ZVS范围则非常有限，除非明显增加漏感，和/或附加一个与初级绕组串联的大外部电感。如上所述，漏感增加和/或附加外部电感器对电路性能具有有害影响。

最近，在Jang和Jovanovic提出的专利申请中公开了一种软切换全桥技术，实现了整个负载和线性范围内的初级开关的ZVS，它实际上没有次级占空因数损失以及具有最小循环能量，该专利申请于2000年8月31日提出，其序号为09/652869。图3示出了该技术的一个实施。图3中的电路利用耦合电感器L_C的磁化电感中存储的能量，使将要导通的开关两端的电容放电，因而实现了ZVS。通过适当地选择耦合电感器的磁化电感的数值，图3的变换器中的初级开关即使在没有负载的情况下也可以实现ZVS。由于在图3的电路中，不需要将在轻负载的情况下建立ZVS条件所需的能量存储在漏感中，可以使变压器漏感最小化。结果是，次级的占空因数的损失被最小化，这样使变压器的匝数比最大，从而使初级导通损失最小。此外，变压器的最小化漏感明显地减小了由漏感与整流器的结电容之间的谐振造成的次级鸣响，从而极大地减小了通常用来衰减鸣响的消声电路的功率消耗。

在本发明中，为实现图3所示变换器中的初级开关的ZVS所使用的概念被扩展到三级变换器。

发明内容

在本发明中，公开了多个三级、稳频、软切换隔离的变换器，这些变换器可以在负载电流和输入电压的宽范围内基本上实现初级开关的零电压导通。通常，这些变换器使用隔离变压器初级上的一个电感器来建立初级开关的ZVS条件。在一些实施例中，初级电感器耦合具有两个绕组的电感器；而在其它的实施例中，电感器仅有一个绕组。电感器和变压器被安排在电路中，使四个开关串联的外侧和内侧开关对之间的相移的变化按相反方向改变变压器绕组和电感器绕组上的伏秒(volt-second)产物。具体地说，如果内侧与外侧开关对之间的相移变化，使变压器绕组上的伏秒产物降低，电感器绕组上的伏秒产物则增加，反之亦然。

在本发明的电路中，由于电感器中存储的可用于ZVS的能量随着负载电流增加和/或输入电压增加而增加，因此本发明的电路可以在输入电压和负载电流，包括没有负载的很宽范围内实现ZVS。

此外，由于用来在轻负载的情况下生成ZVS条件的能量不存储在变压器的漏感中，因此可以使变压器的漏感最小，从而也可以使变压器次级上的占空因数损失最小。结果是，本发明的变换器可以工作于最大可能的占空因数，从而使初级开关上的导通损失和变压器次级的部件上的电压应力最小，改善了变换效率。此外，由于最小化的漏感，因此，漏感与整流器的结电容间的谐振所造成的次级寄生鸣响也被最小化，从而也减少了衰减鸣响通常所需的消声电路的功率消耗。

本发明的电路可以被实施为直流/直流变换器，或者直流/交流逆变器。如果实施为直流/直流变换器，则可以使用任何类型的次级整流器，例如，带有中心抽头次边绕组的全波整流器、带有倍流器的全波整流器，或者全桥全波整流器。

附图说明

图1表示稳频、PWM、ZVS、三级直流/直流变换器：(a)电源级；(b)初级开关的时序图(现有技术)；

图2表示稳频、移相、ZVS、三级直流/直流变换器：(a)电源级；(b)开关的时序图(现有技术)；

图3表示使用耦合电感在输入电压和输出电流的宽范围内实现初级开关的ZVS的全桥变换器(现有技术)；

图4表示根据本发明的软切换直流/直流三级变换器的一个优选实施例；

图5是图4所示的软切换直流/直流变换器的优选实施例的简化电路；

图6(a)-(1)表示在切换周期，图4中的软切换三级直流/直流变换器的几个布局阶段；

图7(a)-(o)表示图4中的软切换三级直流/直流变换器的主要波形：(a)开关S1的驱动信号；(b)开关S2的驱动信号；(c)开关S3的驱动信号；(d)开关K4的驱动信号；(e)开关S1两端的电压波形v_s1；(f)开关S2两端的电压波形v_s2；(g)开关S3两端的电压波形v_s3；(h)开关S4两端的电压波形v_s4；(i)初级电压v_p；(j)耦合的电感器两端的电压v_AB；(k)初级电流波形i_P；(I)励磁电流波形i_MC；(m)电流i₁；(n)电流i₂；(o)在输出滤波器的输入端的电压v_s；

图8表示使用带有中心抽头的初级绕组的变压器的本发明的另一个优选实施例；

图9表示使用单绕组电感器的本发明的再一个优选实施例；

图10表示带有用于电容器C_B1和C_B2的预充电电路的本发明的实施例。

具体实施方式

图4表示根据本发明的三级软切换直流/直流变换器的一个优选优选实施例。图4中的三级换变换器包括：四个串联的初级开关S₁至S₄，分压(rail-splitting)电容器C_c1和C_C2，“跨接电容器”C_B1和C_B2，隔离变压器TR，以及耦合电感器L_C。在该实施例中，负载经连接到变压器的中心抽头次级的全波整流器耦合到变换器。此外，嵌位二极管D_C1和D_C2用来在外侧开关S₁和S₄被关断后，将外侧开关S₁和S₄的电压分别嵌位到V_IN/2，而在可能最终由电路寄生性产生的变压器绕组上的伏秒不平衡以及开关特性和定时信号的不匹配的情况下采用隔流电容器C_B来防止变压器饱和。

应指出，在图4中的实施例中，次级输出电路被实施为带有中心抽头次级绕组的全波整流器。然而，本发明的直流/直流变换器实施中的次级输出电路也可以用任何类型的整流器实现，例如带有倍流器的全波整流器，或者全桥全波整流器。此外，本发明的变换器还可以被实施为直流/交流逆变器，即在变压器的次级绕组与负载之间不设置整流器电路。

为了便于说明图4的操作，图5示出了简化的电路图。在简化的电路图中，假定输出滤波器L_F的电感足够大，以致在一个开关周期输出滤波器可以被模拟为其振幅等于输出电流I_O的恒流源。此外，假定形成将输入电压等分成一半的电容分压器的电容器C_C1和C_C2的电容量大得使电容器C_C1和C_C2可以分别由电压源V₁＝V_IN/2和V2＝V_IN/2模拟。同样，假定“跨接电容器C_B1和C_B2的电容量足够大，以致该电容器可以被分别模拟为恒压源C_CB1和C_CB2。由于在一个开关周期，耦合的电感器绕组和变压器绕组的平均电压为零，并且由于当使用一个移相控制时，每个桥路引线中的开关对以50％的占空因数工作，因此图5中电压源V_CB1和V_CB2的幅度等于V_IN/4，即V_CB1＝V_CB2＝V_IN/4。

为了进一步简化对图4所示电路的工作的分析，还可以假定导通的半导体开关的电阻值为零，而不导通的开关的电阻值为无穷大。此外，忽略变压器TR和耦合电感器L_C的漏感，以及变压器TR的磁化电感，因为它们对电路工作的影响不大。然而，在分析中不能忽略耦合电感器L_C的磁化电感和初级开关C₁-C₄的电容，因为在电路工作中它们起到很重要的作用。因此，在图5中，耦合电感L_C被模拟为匝数比n_1c＝1的理想变压器，以及具有与串接的绕组AC和CB并联的磁化电感L_CM，而变压器TR仅仅由具有匝数比n_TR的理想变压器模拟。应指出，电感器L_C的磁化电感L_CM代表端点C开路时在端点A与端点B之间测量的电感。

参考图5，电流之间可以建立以下的关系。

i_p＝i_p1+i_p2    (1)

i₁＝i_p1+i_MC    (2)

i₂＝i_p2-i_MC    (3)

由于耦合的电感器L_C的绕组AC和绕组CB的匝数相同，因此必须是

             i_p1＝i_p2       (4)

将等式(4)代入等式(1)-(3)得到 $>>>i>>p>1>>>=>>i>>p>2>>>=>>>i>p>>2>>,>->->->>(>5>)>>>s>$ >>>i>1>>=>>>i>p>>2>>+>>i>MC>>,>->->->>(>6>)>>>s>$ >>>i>2>>=>>>i>p>>2>>->>i>MC>>,>->->->->->>(>7>)>>>s>$$$

从等式(6)和(7)可以看出，电流i₁和i₂由两个分量组成：初级电流分量i_p/2和磁化电流分量i_MC。初级电流分量直接取决于负载电流，而磁化电流分量则不直接取决于负载，而是取决于磁化电感两端的伏秒产物。也就是说，只有改变外侧开关S₁及S₄与相应的内侧开关S₂及S₃的导通瞬间之间的相移以维持输出调节，才出现磁化电流随负载电流的变化而变化。通常，在轻负载情况下，即当负载降至没有负载而不是在较重负载的情况，随负载变化的相移变化较大。在图4的电流中，由于相移随着负载趋近零而增加，因此L_MC的伏秒产物也增加，使图4中的电路在没有负载时呈现最大磁化电流，从而能够实现无负载的ZVS。

由于磁化电流i_MC不影响负载电流，如在图5中看到的，它代表循环电流。通常，应当将该循环电流和与其有关的能量最小化，以减少损失并使变换效率最大化。由于L_MC的伏秒产物对负载电流呈现反向依赖关系，因此，图4中的电流在全负载时比在轻负载时循环的能量少，所以在最小循环电流的宽负载范围内体现了ZVS特征。

从图5中还可以看到

      v_AB＝v_AC+v_CB    (8)

由于耦合的电感器L_C的两个绕组具有相同的匝数，即由于L_C的匝数比n_LC＝1，因此必定有

      v_AC＝v_CB    (9)

或者 $>>>v>AC>>=>>v>CB>>=>>>v>AB>>2>>->->->->->->>(>10>)>>>s>$

通常，对于稳频移相控制电压，v_AB是一个矩形波电压，包括由v_AB＝0的时间间隔分离的振幅V_IN/2的正负交替的脉冲。根据等式(10)并参考图5，在内侧开关S₁和S₄中的任何一个闭合以及当v_AB＝0时的时间间隔期间，初级电压振幅是|v_P|＝V_IN/4，而在|v_AB|＝V_IN/2时的时间间隔期间，初级电压振幅为|v_P|＝0。

为了便于进行分析，图6示出了一个开关周期期间变换器的几个布局阶段，而图7则示出了主要波形。

如图7所示，由于在时间间隔T₀-T₁期间，开关S₁和S₂闭合，而开关S₃和S₄断开，电压v_AB＝V₁＝V_IN/2，使初级电压v_p＝0。此外，在该布局阶段期间，这些等效电路在图6(a)中示出，输出电流I_O流过整流器D_O2以及变压器的对应次级，使初级电流i_P＝-I_O/n_TR，其中n_TR＝n_p/N_S是变压器的匝数比，N_P是初级绕组匝数，N_S是次级绕组匝数。由于初级电流为负，因此电流i₁和电流i₂也为负，如图7(m)和(n)所示。与此同时，由于正电压v_AB＝V_IN/2，使得磁化电流i_MC随斜率V_IN/(2L_MC)线性增加，增加了电流i₁以及降低了电流i₂。在整个阶段，输出滤波器的输入端的电压v_S为零，等于次级电压，因为初级电压v_P为零。当开关S₁断开时该阶段在t＝T₁结束。

开关S₁在t＝T₁关断后，流过开关S₁的晶体管的电流被引导到开关的输出电容器C₁，如图6(b)所示。在该布局阶段，由于电容器C₁和C₄两端的电压总和等于恒压V_IN/2，电流i₂以相同的速率对电容器C₁充电和使电容器C₄放电。结果是，开关S₁两端的电压增加，而开关S₄两端的电压降低，如图7(e)和(h)所示。此外，在该阶段，点A的电位降低，使电压v_AB从V_IN/2降低到零，同时使初级电压v_P从零上升到V_IN/4，如图7(i)和图(j)所示。正向初级电压开始输出电流i_O从整流器D_O2到整流器D_O1的换向。由于漏感TR被忽略，所以该换向是瞬间的。然而，在有漏感的情况下，电流从一个整流器到另一个整流器的换向需要消耗时间。由于在该换向时间期间，两个整流器都导通，即变压器的次级被短路，因而电压v_S为零，如图7(o)所示。

电容器C₄在t＝T₂被完全放电之后，即，电压v_S4达到零之后，电流i₂持续流过开关S₄的逆并联二极管D₄和嵌位二极管D_C1，而不是流过C₁和C₄，如图6(c)所示。由于正电压V_IN/4被加到初级绕组两端，因此电流i_P、i₁、和i₂从负向正的方向增加。为了实现开关S4的ZVS，开关S4需要在反向二极管D₄导通的时间间隔期间接通，如图7所示。图6(c)中的阶段在输出电流i_O从整流器D_O2完全换向到整流器D_O1时，即初级电流变成i＝i_O/n_TR时的t＝T₃结束。

在时间间隔T₃-T₄期间，从电压源V_CB1提供流经闭合开关S₂的电流i₁，而从电压源V₂提供流经闭合开关S₄的电流i₂，如图6(d)所示。图6(d)中的阶段在开关S₂关断时的t＝T₄结束。开关S₂关断之后，流经开关S₂的晶体管的电流被转到其输出电容器C₂，如图6(e)所示。在该布局阶段，由于电容器C₂和电容器C₃两端的电压总和等于恒定电压V_CB1+V_CB2＝V_IN/2，所以电流i₁以相同的速率对电容器C₂充电和使C₃放电。结果是，开关S₂两端的电压增加，而开关S₃两端的电压降低，如图7(f)和(g)所示。同时，点A的电位开始降低，使电压V_AB从零降低至-V_IN/2，同时使初级电压V_P从V_IN/4降至零，如图7(i)和图(j)所示。由于初级电压的降低影响次级电压，因此V_S也降低至零，如图7(O)所示。该阶段在电容C₃完全被放电时以及电流i₁开始流经开关S₃逆并联二极管D₃时的t＝T₅结束，如图6(f)所示。由于在t＝T₅之后，负电压V_IN/2施加到磁化电感L_MC两端，因此磁化电流i_MC开始以恒定斜率V_IN/(2L_MC)线性地降至零，如图7(1)所示。当i_MC在t＝T₆达到零之后，按如图6(g)所示的负方向继续流动。图6的布局阶段在开关S₄断开以及变换器进入开关周期的后一半时的t＝T₇结束。开关周期的后一半期间的操作，即时间间隔T₇-T₁₃期间的操作等同于所述的间隔T₁-T₇期间的操作，只是交换了开关S₁和S₂与开关S₃和S₄的角色。

从图6的波形(m)和(n)可以看出，对于所有的四个初级开关S₁至S₄，断开瞬间流经开关的电流振幅都是相同的，即， $>>>i>2>>>(>t>=>>T>1>>)>>=>>i>1>>>(>t>=>>T>4>>)>>=>>i>2>>>(>t>=>>T>7>>)>>=>>i>1>>>(>t>=>>T>10>>)>>=>|>>>i>p>>2>>|>+>|>>I>MC>>|>=>|>>>I>O>>>2>>n>TR>>>>|>+>|>>I>MC>>|>>s>$

                                    (11)其中，i_O是负载电流，n_TR是变压器的匝数比，I_MC是磁化电流i_MC的振幅。

根据等式(11)，在关断的开关的电容正在充电(开关两端的电压正在增加)以及将要接通的开关的电容正在放电(开关两端的电压正在减少)期间，开关的换向由初级电流ip和磁化电流i_MC两者所存储的能量完成。虽然由磁化电流i_MC提供的换向能量总是存储在耦合的电感器L_C的磁化电感L_MC中，但是电流i_P所提供的换向能量或是存储在次级输出电路的滤波器电感(图5未示出)中，或是存储在变压器TR和耦合电感器L_C的漏感(图5未示出)中。具体地说，对于内侧开关S₂和S₃，由i_p提供的换向能量存储在输出滤波器电感器L_F中，而对于外侧开关S₁和S₄，由i_p提供的换向能量存储在变压器的漏感中。由于需要使变压器TR的漏感最小，以使次级寄生鸣响最小，因此存储在漏感中的能量相对较小，即比存储在输出滤波器电感上的能量小得多。结果是，在图4的电路中，很容易在整个负载范围内实现内侧开关S₂和S₃的ZVS，而外侧开关S₁和S₄的ZVS则要求适当大小的磁化电感L_MC，因为在轻负载下，建立外侧开关S₁和S₄的ZVS条件所需的几乎全部能量几乎都被存储在磁化电感中。

如2001年2月5日提交的序号为＿＿＿＿的专利申请所说明的那样，在具有耦合电感器和隔离变压器的全桥电路中，电感器和变压器可以互换角色，具体地说，通过把次级绕组加到耦合电感器，该耦合电感器可以被用作变压器，以便下连接其次级的输出电路传送功率，而变压器的磁化电感可以被用作存储用于ZVS的能量的电感器。图8和9示出两个这样的实施例。一般来说，图8和图9所示电路的工作与图4所示电路的工作相同。其主要区别在于：在图4的电路中，最大输出电压(伏秒产物)是在外侧开关对与内侧开关对之间的相移为180°时获得的，而图8和图9所示电路的最大输出电压(伏秒产物)出现在相移为零时。不同实施例的控制特征中的这一差别对控制环路设计只有较小的影响，因为电压控制环路中的一个简单控制信号倒置都需要得到希望的控制环路特性。

正如已经说明的那样，在本发明的电路中，实现外侧开关对的ZVS比实现内侧开关的ZVS更困难，因为可用于在两个开关对中建立ZVS条件的能量是不同的。通常，为了实现ZVS，该能量必须至少等于对将要导通的开关的电容放电以及与此同时对正好关断的开关的电容充电所需的能量。在较重的负载电流下，ZVS主要是由存储在变压器TR的漏感中的能量实现的。随着负载电流降低时，漏感中存储的能量也降低，而存储在电感L_C中的能量增加，使得在轻负载下，L_C提供ZVS所需的能量的增加份额。实际上，没有负载时，该L_C提供建立ZVS条件所需的全部能量。因此，如果选择L_C的值，使得在没有负载以及最大输入电压V_IN(max)的条件下实现ZVS，则可以在整个负载和输入电压范围内实现ZVS。

忽略变压器绕组的电感，在图4的实施中实现外侧开关的ZVS所需的磁化电感L_MC是： $>>>L>MC>>\le >>1>>32sup>>Cf>s>2sup>>>>->->->->->->>(>12>)>>>s>$

而在图8和图9的实施中实现内侧开关的ZVS所需的电感L_C是： $>>>L>MC>>\le >>1>>128sup>>Cf>s>2sup>>>>->->->->->>(>13>)>>>s>其中，C是相应开关对中初级开关上的总电容(寄生和外部电容，如果有的化)。$

正如可以从图5中看见的那样，流经磁化电感L_MC的电流i_MC造成图4中实施的内侧和外侧开关对之间的电流不对称。也就是说，由于在该电路中i₁＝i₂+2i_MC(如可以从等式(6)和(7)中导出的)，内侧开关S₂和S₃总是传送比外侧开关S₁和S₄更大的电流。这可以从图8和图9的实施例中也呈现出内侧和外侧开关对之间电流的不对称性得知。此外，如果图4、8、9的电路中的电流不平衡非常明显，使流经外侧开关S₁和S₄的电流i₂明显不同于流经内侧开关S₂和S₃的电流i₁，可以选择不同规格的开关用于两个开关对，这可以减少实施的成本而且不牺牲电路的性能。

应指出，在本发明的电路中，次级侧的寄生鸣响被明显减小，因为这些电路不需要增加存储用于ZVS的所需能量的变压器漏感或者大的外部电感。由于本发明电路中的变压器可以制作得具有很小的漏感，因此变压器的漏感与镇流器的结电容之间的次级鸣响可以被大大减少。任何残余的寄生鸣响可以通过一个小的(低功率)消声器来衰减。

最后，由于图5中的电压源V_CB1＝V_IN/4和V_CB2＝V_IN/4可以分别由电容器C_B1和C_B2实现，如图4、8、和9所示，因此在启动瞬时之前，必须对这些电容器预充电到V_IN/4。也就是说，不进行预充电，电容器的电压为零，这样在启动期间会对变压器绕组造成伏秒不平衡。该伏秒不平衡可以导致变压器饱和，在初级中产生可能损坏开关的过电流。图10示出了预充电电路的一个例子。图10中的预充电电路用电阻R_C1-R_C4实现。应指出，预充电电路的许多其它实现方式能够用于本发明的任何电路。

还应该指出注意的是，上面的详细说明用于说明本发明的特定实施例，而不是用来限定本发明可能范围内的多种变化和修改。此外，本发明不限于直流/直流变换器，也可应用于多极直流/交流逆变器。

                           参考文献

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