分离放大振幅波形的低频和高频部分的功率调制系统和方法

摘要

功率调制系统和方法通过数据符号产生振幅波形和相位波形。振幅波形包括低频部分和高频部分。相位波形被调相,从而产生调相波形。功率放大器优选为C类功率放大器,它包括电源输入、信号输入和功率输出。调相波形提供给了该信号输入端。振幅波形的低频部分以高效率放大,从而产生放大的低频部分。高频部分以较低的效率放大,从而产生放大的高频部分。放大的低频部分和放大的高频部分组合产生组合的放大振幅波形。该组合放大的振幅波形被提供给功率放大器的电源输入端,以在功率放大器的功率输出端产生数据符号的功率调制波形。

说明书

                          发明领域

本发明涉及调制系统和方法，尤其涉及能够有效地把信号调制到载波上的系统和方法。

                          发明背景

调制系统和方法被广泛用在发射机中，以用于把包括话音和/或数据的信息调制到载波上。载波可以是最终载波或中间载波。载频可处于UHF、VHF、RF、微波或其它任意频带中。调制器也被称作“混频器”或“乘法器”。例如，在移动无线电话中，调制器被用在无线电话的发射机中。

在现代无线电话通信中，移动无线电话的尺寸要不断减小，其成本和功耗也要不断降低。为了达到这些目的，通常希望提供能够提供高功率调制并在同时减少电池功耗量的调制系统和方法。遗憾的是，调制器的功率放大器由于其效率的限制而会消耗过量的功率。具体来说，现在已知提供的是其效率可低至30％或更小的线性A类或AB类放大器。因此，大量的电池功率会作为热量浪费掉。

高效调制系统和方法的主要突破在下面的共同待审申请中被描述：申请序列号为09/195,384，授予本发明的共同发明人Camp，Jr等人，题目为“用于线性化功率放大器中的调幅的电路和方法”；申请序列号为09/195,129，授予本发明的共同发明人Camp，Jr等人，题目为“使用独立高效调幅的I/Q调制的电路和方法”；申请序列号为09/207,167，授予本发明的共同发明人Camp，Jr等人，题目为“在RF放大器中的调幅-调相取消方法”；及申请序列号为09/232,503，授予本发明的共同发明人Camp，Jr等人，题目为“功率I/Q调制系统和方法”。这些共同待审申请中的每一个均转让给本申请的受让人，并且所有这些申请的公开均作为参考与本文结合在一起。这些申请描述了使用高效放大器分别调相和调幅的系统和方法。

图1所示为根据上述共同待审申请分别放大振幅和相位的功率调制系统和方法的框图。如图1所示，这些功率调制系统和方法100包括：波形发生器102，它通过多个数据符号108产生振幅波形G(A(t))104和相位波形F(φ(t))106。调相器110，如压控振荡器(VCO)和/或锁相环(PLL)对相位波形106调相以产生调相波形112。RF驱动放大器114可被包括于其中以用于过驱动功率放大器116。功率放大器116优选为C类功率放大器，它包括电源输入116a、信号输入116b和功率输出116c。调相波形112或者直接从调相器110或者经RF驱动放大器114提供给C类功率放大器116的信号输入116b。

下面继续图1的描述，D类放大器120响应振幅波形104以把可变电源电压提供给功率放大器116的电源输入116a。模-数转换器，如以时钟频率f_c1工作的δ-σ调制器124把振幅波形104转换为数字信号，该数字信号提供给了D类放大器120。D类放大器120的输出随后由低通滤波器126在频率f_c进行低通滤波。放大的振幅波形122提供给了功率放大器116的电源输入116a，而且调相波形112提供给了功率放大器116的信号输入116b，从而在功率输出116c产生数据符号108的功率调制波形130。因此，图1的功率调制系统和方法使用D类功率放大器120控制提供给C类功率放大器116的电源电压，以保持高的总效率。

由于功率调制器是与不断增高的频率一起使用的，所以希望进一步扩展其频率响应。例如，与地面无线电话通信系统相比，卫星无线电话通信系统以较高的频率工作。因而希望扩展分别调相和调幅的功率调制系统和方法的频率响应。

图1的功率调制系统和方法的频率响应可通过提高低通滤波器126的截止频率f_c来扩展。遗憾的是，如果提高低通滤波器的截止频率，那么δ-σ调制器124的噪声可能会传递给功率调制波形。另外，较高的时钟频率f_c1也可用于δ-σ调制器。遗憾的是，这样可能会增加成本和/或降低δ-σ调制器124和/或D类放大器120的效率。因此还需要能够在高频率下分别调相和调幅的功率调制系统和方法。

                    发明概述

本发明的一个目的是提供改进的功率调制系统和方法。

本发明的另一个目的是提供可以分别调幅和调相的改进的功率调制系统和方法。

本发明的又一个目的是提供能够扩展分别调幅和调相的功率调制系统和方法的频率响应的系统和方法。

通过分别放大振幅波形的低频部分和振幅波形的高频部分，这些目的及其它目的可根据本发明来提供。优选地，通常包含大部分调制能量的低频部分以高效率放大，从而产生放大的低频部分，而高频部分以较低的效率放大，从而产生放大的高频部分。放大的低频部分和放大的高频部分组合产生组合的放大振幅波形，该波形提供给了高效功率放大器的电源输入端。

本发明源于下面的认识，即在传统调幅频谱中的能量-频率通常随着频率的增加而快速减少。相应地，有效的调制被用于振幅波形的低频部分。在该频率之上的调幅频率分量可利用更传统的调制及放大的线性方法来提供。因此，大部分调幅功率可通过有效的放大来提供，而表示非常少的功率的剩余频率分量可通过较低效率但更方便的传统线性控制电路来提供。其总体上的高效率可被保持，同时允许扩展的带宽信号被调制。

具体来说，根据本发明的功率调制系统和方法通过多个数据符号产生振幅波形和相位波形。振幅波形包括低频部分和高频部分。相位波形被调相，从而产生调相波形。功率放大器优选为C类功率放大器，它包括电源输入、信号输入和功率输出。调相波形提供给了该信号输入端。振幅波形的低频部分以高效率放大，从而产生放大的低频部分。高频部分以较低的效率放大，从而产生放大的高频部分。放大的低频部分和放大的高频部分组合产生组合的放大振幅波形。该组合放大的振幅波形被提供给功率放大器的电源输入端，以在功率放大器的功率输出端产生数据符号的功率调制波形。

在本发明的优选实施例中，振幅波形的高通滤波被用来产生高频部分。用于低频部分的放大器在其中包括了低通滤波器。低通滤波器和高通滤波器具有相同的截止频率，这样就可获得平坦的频率响应。在另一个实施例中，低通滤波器的截止频率可能会由于制造公差的变化和/或其它原因而发生变化。为了补偿可变低通滤波，高通滤波器可具有能够调节至与低通截止频率相同的频率的可调高通截止频率。在一个实施例中，低通截止频率可使用测试音或其它探测技术来确定。可调高通截止频率则被调节为与如此确定的低通截止频率相同。在另一个实施例中，振幅波形可在第一低通截止频率下低通滤波，该第一低通截止频率低于包含在低频部分的放大器中的低通截止频率。通过使用数字低通滤波器，该第一低通截止频率可被精确控制，以使高通滤波器也可与数字低通滤波器精确匹配。

在本发明的其它实施例中，前置滤波可被用来扩展低频放大器的频率响应。特别是，低频放大器中包括了具有低通截止频率的低通滤波器。振幅波形的振幅在该低通截止频率以上被提高，从而把该低通截止频率扩展至高于该低通截止频率的第二低通截止频率。振幅波形在第二低通截止频率进行高通滤波，从而产生高频部分。可调高通滤波器可被使用并被调节至与第二低通截止频率相同。

在本发明的另一个实施例中，振幅波形被前置滤波，以便根据作为低通滤波器的补充的频率响应在低通截止频率以上提高振幅波形的振幅，以便在该低通截止频率以上整平低频放大器的响应。具体来说，振幅波形被前置滤波，从而产生前置滤波的振幅波形。前置滤波的振幅波形被放大，从而产生放大的前置滤波振幅波形。该放大器中包括了具有第一截止频率的低通滤波器。该前置滤波把振幅波形的振幅提高至高于第一低通截止频率，从而把第一低通截止频率扩展至高于该第一低通截止频率的第二低通截止频率。优选地，根据作为低通滤波器的补充的频率响应，振幅波形的振幅在第一低通截止频率以上被提高，从而在第一低通截止频率以上整平低频放大器的响应。在这种情况下，由高频低效放大器放大的振幅波形的部分可以减少或消除。

在上面的所有实施例中，低频部分最好在D类放大器中放大，高频部分最好在线性放大器中放大，而且功率放大器是C类放大器。δ-σ调制器可耦合于波形发生器和D类放大器之间，以便提供模-数转换。根据另一个方面，低频放大器产生非线性失真，而且功率调制系统和方法通过振幅波形产生预失真的振幅波形，这样，失真的振幅波形被放大以补偿非线性失真。

相应地，高效率的功率调制系统和方法的频率响应可通过使用传统放大器放大高频来扩展。由于大部分振幅调制功率是通过有效的功率放大来提供的，因此仍然可以获得高效率。因此，不需要提供更贵的高频δ-σ调制器和/或D类放大器并且不必在调制波形中引入额外的噪声就可以扩展频率响应。由此可向高性能高效率的功率调制系统和方法提供扩展的频率响应。

                   附图简述

图1是分别放大振幅和相位的功率调制系统和方法的框图。

图2-4是根据本发明的功率调制系统和方法的实施例的框图。

图5A-5F和6A-6F示出了图4中的各种实施例的频率响应。

图7-11表示根据本发明的功率调制系统和方法的其它实施例的框图。

图12和13表示可用在根据本发明的功率调制系统和方法中的组合器的实施例。

                 优选实施例的详细描述

参考附图，下面将更充分地描述本发明，附图所示为本发明的优选实施例。但本发明也能够以多种不同的形式来体现，并且不应被认为是受限于这里所述的实施例；相反，这些实施例的提供是为了使本公开透彻完整，并且将把本发明的范围充分地传达给本专业技术人员。在整个过程中，相似的数字表示相似的元件。

现在参考图2，下面将描述根据本发明的功率调制系统和方法的框图。功率调制系统和方法200包括波形发生器202，它通过多个数据符号208产生振幅波形G(A(t))204和相位波形F(φ(t))206。波形发生器202分别通过输入数据流208和调制格式的其它特性如滤波器形状和符号速率产生基带调制信号振幅和相位波形204和206。相位波形206最好被标度并被格式化，从而在频率F得到希望的调相射频信号并被提供到调相器210，如压控振荡器(VCO)和/或锁相环(PLL)，从而产生调相波形212。

仍然参考图2，功率放大器216优选为高效率C类功率放大器，它包括电源输入216a、信号输入216b和功率输出216c。调相波形212被提供给信号输入216b。调相波形212可直接由信号输入216b提供。另外，调相波形212可提供给任选的RF驱动放大器214，其输出提供给功率放大器216的信号输入216b。RF驱动放大器214可用于把信号电平增强至功率放大器216的信号输入电平足以过驱动功率放大器216至饱和的点，由此保证该功率放大器以C类模式操作，并且其输出响应其漏极或集电极的电压电源的电平。

仍然参考图2，波形发生器202还提供时间同步信号，它表示所希望的振幅波形204。振幅波形204包括低频部分和高频部分。低频放大系统240以高效率放大低频部分，从而产生放大的低频部分242。低频放大系统240最好包括把振幅波形转换为数字波形的δ-σ调制器224和放大数字波形的D类放大器220。因此，D类放大器220产生二进制波形，其时间平均值跟踪调幅波形。该时间平均值通过截止频率为f_c的低通滤波器226对D类放大器的输出进行滤波来获得。低通滤波器226还去除δ-σ调制器224的输出的噪声。相应地，低频放大系统220能够以高效率放大大部分调幅功率，从而产生放大的低频部分242。

仍然参考图2，高频放大系统250也被提供，它用于以较低的效率放大高频部分，从而产生放大的高频部分262。特别是，高频放大系统250可包括任选的数字延迟单元251，它可用来把高频部分延迟时间T，从而使经过低频放大系统240和高频放大系统250的信号同步。高通滤波器优选为数字高通滤波器254，它也可包括于其中，它具有与低通滤波器226相反的高通滤波器的频率响应。可以理解，高通滤波器254可作为波形发生器202的一部分提供。

如图2所示，高通滤波器254和低通滤波器226具有相同的截止频率f_c。因此，当被加在一起时，来自低频放大系统240和高频放大系统250的信号将产生平坦的频率响应。

高频放大系统250还包括数-模(D-A)转换器256和第二低通滤波器258，该滤波器具有最好针对功率调制所希望的最高频率f_h进行设置的截止频率。这个第二低通滤波器258可限制将进入输出信号的噪声。来自第二低通滤波器258的信号由诸如标称为40％的效率的A类或AB类放大器的传统线性放大器260放大，从而产生放大的高频部分262。

组合器270组合放大的低频部分242和放大的高频部分262，从而产生组合放大的振幅波形272。组合放大的振幅波形272被提供给功率放大器216的电源输入216a，从而在功率输出216c产生数据符号208的功率调制波形230。该组合器可利用电容耦合来耦合放大的低频部分242和放大的高频部分262，同时把低频放大系统240和高频放大系统250彼此隔开。

相应地，功率调制系统和方法200的频率响应可被扩展至超出可由δ-σ调制器的噪声施加的上限。而且，该扩展的频率响应能够在总效率损失较小的情况下获得，这是因为由高频放大系统250提供的功率可处在用来对功率放大器216进行调幅的总功率的大约1％-5％之间。

图3是根据本发明的功率调制系统和方法300的另一个实施例的框图。可以理解，低通滤波器226的实际截止频率f_c可根据制造公差和/或其它真实世界的变化而进行变化。因而难以提供图2所示的具有与低通滤波器226的实际截止频率相匹配的截止频率的高通滤波器254。图3的实施例提供了可调数字高通滤波器354。另外还提供把可调数字高通滤波器354的可调高通截止频率调节为等于低通滤波器226的截止频率f_c的装置。具体来说，是提供用于确定低通滤波器的截止频率f_c以用于把可调数字高通滤波器354的可调高通截止频率调节为等于如此确定的低通截止频率的装置。

具体来说，在图3所示的实施例中，当需要时，波形发生器302还在特定的频率产生测试音而不是产生调幅波形204。当产生测试音时，波形发生器302传送信号使开关380打开。模-数转换器382与组合器270的输出耦合。取样数据则由数字处理器384处理。数字处理器384调节可调数字高通滤波器354的截止频率，以对应于低通滤波器226的测量截止频率。

通过测量相对于低通滤波器226的截止区中各种频率的音调对该滤波器的振幅和相位响应，数字处理器384可计算高通滤波器的精确反函数。可以理解，音调数可根据低通滤波器226中的极数来确定。还应当理解，低通截止频率的确定以及可调高通截止频率的调节可在模拟领域中进行。最后，可以理解，高频放大系统的参数也可使用图3的系统测量，其中音调被传送给高频放大系统250而不是低频放大系统240，并且该响应是使用模-数转换器382来测量的。这可被用来测量高频放大系统250的增益和相移。但是，这些测量结果可能并不是必需的，这是因为高频放大系统的分量由于它们是数字的原因而被良好地控制。

图4示出了本发明的系统和方法400的其它实施例，它把数字前置滤波器410耦合在波形发生器202和低频放大系统240和高频放大系统250的至少之一之间。数字前置滤波器410可用于各种目的，这将在下面进行详细描述。

在数字前置滤波器410的第一个用途中，数字前置滤波器410是低通数字前置滤波器，它具有比低通滤波器226低的截止频率。通过在数字滤波器中包含较低的截止频率，低通滤波器226的截止频率f_c的变化对系统的整个响应的影响可以减小，并且最好能够消除。换言之，数字前置滤波器410起到了第二低通滤波器的作用，第二低通滤波器具有比低通滤波器226要低的截止频率。由于该截止频率是在数字领域中产生，因此它可以被良好地控制。相应地，数字高通滤波器254可匹配数字前置滤波器410的截止频率而不是与低通滤波器226的截止频率f_c匹配。因此，对低通滤波器226中的变化的灵敏度可以减小，并且最好可以消除。

图5A-5F示出了图4的该实施例的频率响应。如图5A所示，低通滤波器226具有截止频率f₁。如图5B所示，数字前置滤波器410具有截止频率f₃，f₃低于f₁。因此，如图5C所示，低频放大系统240的频率响应受到前置滤波器410的频率响应的控制。如图5D所示，数字高通滤波器254具有与数字前置滤波器410相对应的截止频率f₃。低通滤波器258具有高截止频率f_h，它表示进行调制的最高频率。相应地，图5F中的组合响应被整平至希望的截止频率f_h。换句话说，数字前置滤波器410的截止频率低于模拟低通滤波器226的截止频率。因此，低频放大系统240的频率响应由数字前置滤波器410控制，该数字前置滤波器410具有会受到模拟低通滤波器226影响的群延迟。因此，高频放大系统250中的数字高通滤波器254可被精确设计以便于匹配低频放大系统240。当所有元件被组合在一起时，组合的频率响应在图5F中示出。

借助图6A-6F将描述图4的数字前置滤波器410的第二个用途。如图6A所示，图4的低通滤波器226保持截止频率f₁。但是，如图6B所示，在本实施例中，数字前置滤波器410是提高频率的数字滤波器，它在低通滤波器的截止频率f₁以上提高振幅波形的振幅。如图6C所示，该增加的振幅数字频率因而把低频放大系统的低通截止频率扩展至高于原始低通截止频率的第二低通截止频率。

换句话说，数字前置滤波器410的作用在于减小损耗-频率的斜率，这样，高频放大系统250中的数字高通滤波器354的级(order)可被减小。这在图6D中所示为数字高通滤波器的响应-频率的较低的斜率。低通滤波器258的响应在图6E中示出。低频放大系统240和高频放大系统250的组合响应会产生平坦的频率响应，该平坦的频率响应是所希望的支持调幅的带宽f_h。由于组合的数字前置滤波器和低通滤波器的截止区的斜率较小，因此，与其匹配的数字高通滤波器的灵敏度也较小。但是，数字高通滤波器和高频放大系统可表现出对第一低通滤波器258的频率响应变化的一定的灵敏度。

比较而言，图5A-5F和图6A-6F的数字前置滤波器均可获得非常相同的频率响应。但是，对于图5A-5F的数字前置滤波器来说，在低频放大系统240和高频放大系统250之间保持合适的相位和振幅关系的可能性会较高。事实上，唯一重要的变化可能是低频放大系统240中的群延迟变化，这将由高频放大系统250中的数字延迟252匹配。该延迟可能单单是由于模拟低通滤波器226引起的，并且与由于两个放大系统之间的截止频率失配所引起的延迟相比具有较小的影响。

在图6B中，提高振幅的数字前置滤波器410被用来扩展低频放大系统240的频率响应。在图7所示的本发明的另一个实施例中，数字前置滤波器710是与低通滤波器226相反的滤波器。换言之，数字前置滤波器710是具有与低通滤波器226相同的截止频率和斜率的高通滤波器。因此，数字前置滤波器710可完全消除低通滤波器226的频率响应的滚降。因而不再需要高频放大系统250。

相应地，如图7的系统和方法700所示，振幅波形204由数字前置滤波器710进行前置滤波，以产生前置滤波的振幅波形712。前置滤波的振幅波形随后被放大，从而产生放大的前置滤波振幅波形272。放大系统740包括具有第一截止频率f_c的低通滤波器226。数字前置滤波器在第一低通截止频率f_c以上提高振幅波形204的振幅，从而把第一低通截止频率扩展至高于第一低通截止频率的第二低通截止频率。优选地，振幅波形的振幅以作为低通滤波器226的补充的方式在第一低通截止频率以上被提高，从而在第一低通截止频率以上整平放大系统740的响应。可以理解，数字前置滤波器710最好还包括具有截止频率f_h的低通滤波器部分，以限制高于该频率的噪声。

应当理解，数字前置滤波器710的动态范围可能会变得太大而不符合实际。例如，即使数字前置滤波器710可以在与波形发生器202相关的数字处理器中执行，但它可能会超过可获得的数字分辩率。在这种情况下，该数字前置滤波器可用来取消第一低通滤波器226中的一些但不是全部的滚降，这已经结合图6A-6F进行了描述。

图8示出了根据本发明的功率调制系统和方法800的另一个实施例。图8把图3的截止频率确定系统和图4的数字前置滤波器组合在一起，以便减小低通滤波器226的截止频率偏差的影响。这些系统中的每个系统均已结合图3和4进行了详细解释，在此不再赘述。

C类功率放大器216可在电源电压和输出电平之间具有非线性关系，由此会引起失真。这种放大器也可能受到调幅-调相(AM-PM)转换的影响，由此，调幅会产生不希望的相位调制。图9所示为同样补偿这种非线性失真的功率调制系统和方法900。

参考图9，输出信号的振幅可使用功率检测器910来测量，其结果由A-D转换器912取样并转换为数字形式，并由功率-振幅转换器914转换为幅值。该取样可以在非常慢的速率下发生。比较器功能916比较该振幅和振幅波形G(A(t))的值，以计算新的校正值。校正值被提供给校正表918。

取样是与调幅链G(A(t))的输入一致的，这样，功率-振幅转换的输出可被比较。如果检测到误差，则可计算校正表918中输入振幅的该值的新校正值。波形G(A(t))随后由校正表918转换为校正的波形，而且该校正波形被提供给数字前置滤波器410。该校正表采用希望的幅值并把校正值加入其中，这样，净输出振幅是与振幅输入值线性响应的。

由于所涉及的非线性可能会随着温度和/或负载的变化而缓慢变化，因此，该取样以及校正表值的调整可以在低速率下进行，如每秒1-10次，而且在这种方式下，总的振幅响应值可被检测。预补偿系统和方法在上述共同待审且共同授权的专利申请中进行过详细的描述，在此不必赘述。

图10所示为在其中图4的实施例与图9的预失真补偿组合在一起的另一个实施例。图11所示为在其中图3的实施例被改进为增加图9的预失真补偿的另一个实施例。图10和11的详细描述不再重复。

再次参考图1，下面将描述根据本发明的组合器270的第一实施例。如图12所示，组合器270’用来把低频放大系统240和高频放大系统250耦合到功率放大器216的信号输入216b上。当数字高通滤波器254匹配模拟低通滤波器226时(举例来说，如图2、3、6A-6F、8、9、10和11所示)，该组合器可以是传统的同向共用器，它包括含有电容器C2和电感线圈L2的高通滤波器和含有电感线圈L1和电容器C1的低通滤波器。数字高通滤波器254可被重调为较低的电容频率，以避免使两条路径之和失配。优选地，L1的截止等于L2的截止并且斜率最好相等。其它传统组合器可用来分别组合低频放大系统和高频放大系统240和250的输出，同时减小并且最好是将这些系统之间的交互作用减至最小。

图13所示为可在数字高通滤波器254匹配数字低通滤波器时使用的组合器270”的另一个实施例，其中该数字低通滤波器的截止频率低于模拟低通滤波器226的截止频率。例如，如图5A-5F和9-11所示，数字前置滤波器410具有比低通滤波器226的截止频率f_c要低的截止频率。如图13所示，组合器270”包括线性控制器件1310，如场效应晶体管，其源极和漏极通过功率放大器210连接在低通滤波器236和信号输入216之间。在由滤波器1312滤波时，线性控制器件1310的栅极与线性放大器260的输出连接。该线性控制器件两端的电压V1和V2在线性比较器1314中比较，其输出提供到线性放大器260的负输入端。

因此，线性比较器1314输出V1和V2之差。该环路包括比较器1314、线性放大器260、滤波器1312和线性控制器件1310，它使V2-V1跟踪V_s，其中V_s是具有足够DC分量以使V_s大于0的复合信号的高频分量。DC分量最好被尽可能地减小，以便尽可能减小对整个DC-DC效率的影响。应当理解，在较低路径中的控制信号可被标度以用于计算线性控制器件两端的DC压降。还应当理解，其它组合电路也可被提供。

在附图和说明书中，已经公开了本发明的典型优选实施例，而且，尽管采用的是特定术语，但它们仅仅是以通用和描述性的含义来使用的，而且并不限制本发明，本发明的范围在下面的权利要求中提供。