带光激活开关的线性射频功率放大器

摘要

线性功率放大器放大具有I和Q成分的线性基带信号。增频转换混频器利用光激活开关将放大的基带信号与特定载波频率的本机振荡器信号混合。根据在每个载波频率周期中产生恒定阻抗的开关序列激活光激活开关。以这种方式,光激活开关防止在增频转换过程中引入非线性。

说明书

概括地说，本发明涉及射频放大器领域，尤其涉及线性放大射频(RF)载波信号的射频放大器。

射频(RF)功率放大器用于发射在射频(RF)载波信号上面调制的低频基带信号。在使用多窄带载波、宽带CDMA信道的通信系统中，或者在使用线性调制格式的地方，需要高度线性的功率放大器来保持基带信号的相位和振幅。高线性还防止载波信号彼此交叉调制，且避免基带信号频谱加宽，基带信号的频谱加宽会干扰其他信道。

有很多已知方法为低频线性放大器提供高效率，例如D类PWM开关、Σ-Δ开关等。在低频，一般用反馈回路使可以被高效放大的基带信号线性化。为了在射频信道上通信，必须将基带信号增频变换为以大功率发射的射频载波信号。结果，在大功率载波信号上调制的基带信号的线性得以保持。

在高频功率放大器中现有的线性化方法包括具有非线性元件的线性放大(LINC)，组合式模拟锁定环路通用调制器(CALLUM)，自适应基带预失真和前馈线性化。这些以及其他线性化方法在Lund工学院应用电子技术系的Mats Johansson的“利用调制反馈的宽带射频功率放大器的线性化”中已有描述，在此通过参考加以结合。但在高频，应用反馈回路使线性化变复杂了。这主要是因为环绕反馈回路的相移随频率增大。在高频实现大功率放大器的高效率也很困难。

为了克服高频时涉及到的线性化的复杂性，一种传统的方法是在增频变换之前使基带信号线性化。这种方法将被线性化的低功率级基带信号加到增频变换混频器中，该混频器将基带信号与本机振荡器信号混频以产生载波信号。接着，增频变换后的基带信号通过高频的高功率级被放大。图1(a)和1(b)分别示出了基带频率信号和载波频率信号的频谱。但是，由于其开关特性，传统的增频变换混频器通常将非线性重新引到已产生的载波信号中。而且，高功率级通常包括一个或多个放大增频变换后的基带信号的射频功率晶体管。但是，射频功率晶体管与放大基带信号的功率晶体管相比，增益更低、效率更低、功率更低。射频功率晶体管在载波频率下比在基带频率下还更易受电抗耦合的影响。在基带下也更容易线性化和放大。因此，射频晶体管除了振幅失真之外还造成幅相失真。

所以，需要一种在高频时提供大功率线性载波信号的高效功率放大器。

简要地说，满足这种需要的本发明给出了一个线性功率放大器的例子，该线性功率放大器利用根据一开关序列被激活的光激活开关将本机振荡器信号与线性基带信号混合。

线性放大器包括放大具有线性同相(I)和正交相位(Q)成分的基带信号。本机振荡器产生将与线性基带信号混合的具有特定载波频率的本机振荡器信号。增频转换混频器包括多个根据开关序列开关以将本机振荡器信号与线性基带信号混合而不再次引入非线性的光激活开关。优选地，滤波器级将放大器级与增频转换混频器隔离开。光控制器以在每个载波频率周期中呈现恒定阻抗的方式控制开关序列。根据开关序列，光控制器在载波频率周期的相应片段期间激活光激活开关。在光激活开关闭合的载波频率周期的片段定义为开关的占空度并以百分数表示。所以，在开关闭合的载波频率周期期间，光激活开关的周期是时间的百分数。为了呈现恒定阻抗，开关序列选择为使得光激活开关不同时闭合。所以，光激活开关的占空度是不重叠的。

根据本发明的更详细特征，功率放大器级包括产生一对互补I成分的第一功率放大器和产生一对互补Q成分的第二功率放大器。利用光激活开关，增频转换混频器将本机振荡器信号与互补的I和Q成分对混合。

在一个示例性实施例中，多个光激活开关包括第一、第二、第三和第四光激活开关，它们分别与第一和第二互补I成分以及第一和第二互补Q成分耦合。在重复的载波频率周期中，每个光激活开关在其相应的载波频率周期片段期间被激活。优选地，对每个光激活开关来说，占空度等于载波频率周期的25％。在这种结构下，开关序列顺序地闭合第一光激活开关、第三光激活开关、第二光激活开关和第四光激活开关。

在本发明的另一个更详细特征中，光控制器包括一个或多个脉冲光源，例如激光源，用于产生根据开关序列控制光激活开关的光脉冲。在一个示例性实施例中，控制开关序列的光控制器具有单个脉冲光源，该光源与具有一延迟线的光链路耦合，该延迟线相当于频率周期的时间周期T的分数倍最好是0.25T的不同倍数。在另一个示例性实施例中，光控制器通过交错由相应移相的本机振荡器信号所产生的加到多脉冲光源上的多脉冲光信号得到期望的开关序列。

本发明的其他特征和优点通过以下结合附图对最佳实施例的描述中变得明显，附图通过举例的方式示出了本发明的原理。

图1(a)和1(b)是基带和载波频率的信号谱图。

图2是包含了本发明的功率放大器的发射机方框图。

图3是图2的功率放大器的一个示例性光控制器的方框图。

图4(a)、4(b)、4(c)和4(d)是图3的光控制器产生的光脉冲图。

图5是图2的功率放大器的另一个示例性光控制器的方框图。

参考图2，所示包含本发明示例性功率放大器的无线电发射机10的方框图包括正交基带信号发生器12、功率放大级14、初滤器级16、增频转换混频器18、本机振荡器20、光激活开关控制器22、终滤器级24和天线26。发射机10用于发射根据已知调制技术调制的载波信号，这种已知调制技术需要高线性度来保存线28上提供的调制信号的振幅和相位信息。例如，发射机10能用在发射扩展频谱载波信号的码分多址(CDMA)通信系统中。发射机还能用于发射多路窄带信道的和，例如在FDMA系统中。

基带信号发生器12以公知方式处理调制信号，产生具有同相(I)和正交(Citriodora)(Q)成分的正交(citriodora)基带信号。放大级14将基带信号的正交(citriodora)I和Q成分放大到期望的发射功率级，同时保持正交(citriodora)成分的线性。基带信号的线性化是通过很多已知方法中的一种方法完成的，包括D类PWM开关或∑-Δ开关。更具体地说，放大级14包括放大正交(citriodora)基带信号的I成分的第一功率放大器30。类似地，第二功率放大器32放大正交(citriodora)基带信号的Q成分。第一和第二功率放大器30和32是公知的单端-双端放大器，它放大单端输入信号以产生一对相位相差180的互补的输出信号。结果，第一放大器30放大I成分，产生一对互补的I成分，第二放大器32放大Q成分，产生一对互补的Q成分。每一对包括相对于参考相角具有0或180相位关系的成分。因此，互补的I成分对具有零相位的第一I成分和具有180相位的第二I成分。类似地，互补的Q成分对具有相位相差180的第一和第二Q成分。

将放大级14和增频转换混频器18隔开的初滤器级16包括第一滤波器34和第二滤波器36。由第一功率放大器30提供的放大的互补的第一和第二I成分加到第一滤波器34上，由第二功率放大器32提供的放大的互补的第一和第二Q成分加到第二滤波器36上。在本发明的最佳实施例中，第一滤波器34和第二滤波器36可以是向增频转换混频器18呈现已知阻抗的低通或带通滤波器。增频转换混频器18将放大的互补的I和Q成分对与本机振荡器20提供的本机振荡器信号混合。在示例性实施例中，本机振荡器包括可编程锁相回路，通过编程产生特定载波频率的本机振荡器信号。可以是低通或带通滤波器的终滤器级24除去多倍本机振荡频率的寄生频率。

根据本发明，增频转换混频器18包括光激活开关38，光激活开关38的激活受光激活开关控制器22的控制。开关38实际上充当具有很低抖动的理想开关。通过这种方式，光激活开关38防止将非线性引入混频过程。所以，本发明利用在基带频率容易线性化和仿效效率高的优点，同时利用光激活开关38完成转换为载波频率的增频转换功能，而不将非线性在引入到增频转换过程中。对本机振荡器信号作出响应，光激活开关控制器22根据开关序列激活开关38。开关序列选择为在每个载波频率周期中呈现恒定阻抗。在示例性实施例中，在相应的载波频率周期片段期间，通过闭合光激活开关38提供恒定阻抗。光激活开关闭合的一个载波频率周期的一个片段定义为开关的占空度并以百分数表示。所以，在开关闭合的载波频率周期期间，光激活开关的周期是时间的百分数。为了呈现恒定阻抗，开关序列选择为使得光激活开关都不是同时闭合的。所以，光激活开关的占空度是不重叠的。

在最佳实施例中，根据25％占空度的开关序列闭合每个光激活开关38。开关序列选择为使得在载波频率周期期间在任一给定时刻仅有一个开关是闭合的。因此，光激活开关38的‘接通’时段是不重叠的。即，一个光激活开关38‘接通’的时段与另一个光激活开关38‘接通’的时段不重叠。根据本发明，载波频率可以覆盖一个宽范围，包括具有亚毫米波长的频率。一种在这种宽带宽内实现光激活开关的技术在美国专利No.5，401，953中已有描述，在此通过参考加以结合。

在本发明的示例性实施例中，闭合第一光激活开关(以数字1表示)，从而将第一放大的I成分与本机振荡器信号混合。随后，在打开光激活开关之后，闭合第三光激活开关(以数字3表示)将第一放大的Q成分与本机振荡器信号混合。当第三光激活开关实现其25％的占空度时，闭合第二光激活开关(以数字2表示)，将第二I成分与本机振荡器信号混合。当所有其他光激活开关打开时，在其25％占空度期间闭合第四关激活开关(以数字4表示)。因此，光激活开关38根据顺序闭合第一光激活开关、第三光激活开关、第二光激活开关、第四光激活开关的开关序列在整个载波频率周期内是闭合的。在开始一个新的载波频率周期时，光控制器22重复上述开关序列。

图3示出了光激活开关控制器22的一个示例性框图。光激活开关控制器22包括脉冲光源40，例如激光源，这种光源是相当于载波频率f_c或其整数比(integer fraction)N的某一频率的本机振荡器信号脉冲。通过以f_c/N的频率脉冲输送激光源，在以光链路数增加为代价的情况下，减小了脉冲光源数，光链路数等于开关38的数量，即4，乘以N，N在图3的示例性实施例中等于2。因此，八个光链路42耦合在脉冲光源40合光激活开关38之间。每个光链路42相对于载波频率周期的周期T具有相关的延迟线。为了产生开关序列，光链路42具有为0.25-T的不同倍数的延迟线并通过本机振荡器20以f_c/2的频率脉冲输送脉冲光源40。在这种结构下，没有延迟线的光链路42和延迟线等于T的光链路与第一光激活开关(以数字1表示)耦合。延迟线为2T/4和6T/4的光链路与第二光激活开关(以数字2表示)耦合。为T/4和5T/4的光链路与第三光激活开关(以数字3表示)耦合。最后，为3T/4和7T/4的光链路与第四光激活开关(以数字4表示)耦合。

参考图4(a)、4(b)、4(s)和4(d)，四个图显示了光激活开关控制器22产生的、用于分别控制示出的第一、第二、第三和第四光激活开关38中每个开关的光脉冲顺序。根据示出的激光脉冲顺序，光激活开关控制器22激活光激活开关38，在载波频率周期内获得恒定阻抗。利用图3的结构，当使用多脉冲光源时，光激活开关38以低于必需频率的速率受脉冲作用。

参考图5，示出了包括多脉冲光源44的光控制器22的另一个示例性框图。在该实施例中，光控制器22通过交错相应移相的本机振荡器信号所产生的多脉冲光信号获得期望的开关序列。本机振荡器信号被分支为0-移相信号、90-移相信号、180-移相信号和270-移相信号。这些本机振荡器移相信号加到四个脉冲光源44例如激光源上，控制相应的半导体激光放大器(SLA)46的数量。为了产生开关序列，0-移相信号控制第一开关的激活，90-移相信号控制第三开关的激活，180-移相信号控制第二开关的激活，270-移相信号控制第四开关的激活。这种结构产生期望的开关序列，以在载波频率周期中呈现恒定阻抗。

从以上描述可以理解，本发明在能得到最大效率和线性度的基带中实现了功率放大。利用理想的光激活开关，本发明以大功率实现了混频功能，消除了传统的低功率混频器和高功率射频放大器的非线性。由此，本发明提供一种能用廉价元件装配起来的简单的小型大功率线性放大器。

尽管仅参考一个最佳实施例对本发明进行了详细描述，但本领域的技术人员可以在不脱离本发明的情况下作出各种修改。因此，本发明仅由包含所有等价于本发明的权利要求书限定。