直接扩展码分多址传输方式中的瑞克接收机

摘要

输入匹配滤波器(131)的基带扩展调制信号根据扩展符号副本生成部(132)的输出进行解扩展,作为L个定时中的解扩展信号,在乘法器(201)中与加权系数相乘。相乘输出由解调部(202)进行解调,然后,由加法器(118)进行RAKE合成。合成输出由数据判定部(203)进行判定,判定时的误差信号由误差信号生成部(204)生成。加权系数控制部(205)根据上述L个解扩展信号和误差信号来决定判定误差成为最小的加权系数,由此,能够降低噪声、干扰信号的影响,同时,能够对多路径信号进行RAKE合成。

说明书

技术领域

本发明涉及在移动通信中使用扩频来进行多址通信的直接扩展CDMA(DS-CDMA)传输方式中的RAKE(瑞克)接收机。

背景技术

DS-CDMA传输方式是用扩展率(＝码片数/符号)pg的扩展符号把信息数据调制信号扩展为宽频带的信号来进行传输的方式，是通过给各个用户分配不同的扩展符号，多个通信者使用同一频带来进行通信的方式。

在图16A和图16B中表示了使用现有的DS-CDMA传输方式中的滑动相关器的接收机构成。包含图16A和图16B，在以下的方框图中，对应于多个L的信号路径而分别配置的电路给相同标号附加-1，-2，…，-L来进行表示，但在以下的说明中仅使用相同的标号。

在图16A和图16B所示的构成中，使由天线101接收的扩展调制信号经过带通滤波器102，由低噪声放大器103进行放大后，使用混频器104、振荡器105和带通滤波器(BPF)106而变频为中频(IF频率)信号，由自动增益控制放大器(AGC放大器)107进行线性放大。接着，由包络线检波器108检出接收信号的振幅包络线，通过把该振幅变动反馈给AGC放大器107，来补偿由衰减引起的振幅变动。由正交检波器109把AGC放大器107所线性放大的信号正交检波为基带信号。接着，由A/D变换器112，113把该基带同相(I)、正交(Q)成分变换为数字值。由副本生成器115生成与进行RAKE合成的各个多路信号的延迟时间同步的扩展符号副本，使用该扩展符号副本，由滑动相关器114对变换为数字值的扩展调制信号进行解扩展处理。由信道推定器116和乘法器117对解扩展的信号进行延迟检波或者同步检波，来进行数据解调。而且，在加法器118中对解调输出进行RAKE合成，把其输出提供给去交织器122，使错误随机化，接着，把其输出提供给维特比译码器123来进行解码。该解码输出被提供给数据判定部至数据重放部124，来进行硬判定而重放接收数据。

在图16A和图16B所示的现有例子中，对以下方式进行说明：在发送帧中，在信息符号之间以一定周期插入导频符号，使用该导频符号来进行绝对同步检波解调。在陆上移动通信中，由于基站、移动台的相对位置的移动而受到被称为衰减的接收信号的振幅和相位的变动。在进行同步检波解调的过程中，在信道推定器116中，推定在接收机中由该衰减引起的复数包络线即振幅和相位变动(或者称为信道)。在此，求出以一定周期插入发送信息符号的导频符号下的接收衰减复数包络线，而可以使用该值来求出导频符号间的信息符号位置中的衰减复数包络线。在乘法器117中，使用在该导频符号中使用的值来补偿各信息符号的衰减复数包络线变动(信道变动)。由加法器118来对该进行了信道变动补偿的多个多路信号进行同相合成(RAKE合成)，由此，能够提高对于干扰信号或者热噪声的信号功率比。

进行RAKE合成的多路信号的选择由被称为搜索指的滑动相关器114进行。在搜索指中，由平均接收信号功率测定部120测定多路搜索范围内的U个定时的解扩展信号的平均接收信号功率，选择平均接收信号功率较大的多路径。例如，在使用一个滑动相关器119的情况下，对每个符号得到一个定时的相关值(解扩展值)，而能够测定该定时中的解扩展的信号的接收信号功率。接着，对使扩展符号的定时错开一个的全部U个定时，进行功率测定。

如上述那样，在RAKE合成路径的选择中，需要选择(基站、移动台之间的距离变动以及受到由遮蔽所引起的变动之后的)平均信号功率较大的多路信号。另一方面，在陆上移动通信环境下，受到由中继衰减所引起的瞬时变动。这样，在一次的接收信号功率的测定中，对于某个多路信号，由于碰巧因该中继衰减变动使接收信号功率衰落，故信号功率降低，而存在从RAKE合成路径的选择中遗漏的情况。

因此，为了去除接收功率的瞬时变动的影响，对于把中继衰减变动平均化的信号，必须测定接收信号功率。对于多路径搜索范围内的U个定时中的解扩展的信号，反复进行V次信号功率测定，通过该平均信号功率生成延迟轮廓，选择居上的W个RAKE合成多路径。在使用一个滑动相关器的情况下，在该一次的延迟轮廓生成中，需要U×V符号时间，在使用f个滑动相关器(搜索指)的情况下，为了生成一次平均的延迟轮廓，需要(U×V)/f符号时间。在每个延迟轮廓的生成时间中，更新在RAKE合成指中使用的扩展符号副本的定时。在移动台相对于基站高速移动的情况下，由于该延迟轮廓的变动变快，在使用该滑动相关器的多路径搜索中，存在不能与时间相关跟踪延迟轮廓的变动的情况。另一方面，为了进行高速的多路径搜索，可以使多路径搜索范围以及平均化次数较小，但是，当使搜索范围变窄时，就降低了RAKE合成的时间分集效果，而且，当降低了信号功率的平均化次数时，不能正确地进行由搜索指所进行的RAKE合成多路径选择。

在图17A和图17B中作为关联技术表示了在(不是现有技术)日本专利申请公开公报特开平10-190522(平成10年7月21日公开)(专利申请特愿平8-346025号(平成8年12月25日申请))中本申请人提出的使用DS-CDMA传输方式中的匹配滤波器的接收机构成的例子。在图17A和图17B所示的构成中，接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大之后，变频为IF频率。把该IF信号提供给AGC放大器107，由包络线检波器108控制该AGC放大器107而补偿由衰减所引起的振幅变动。接着，把该放大输出提供给正交检波器109，进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号经过低通滤波器110、111，由A/D变换器112、113变换为数字信号。变换为数字值的扩展调制信号使用扩展符号副本生成部132的输出，由分支数pg的匹配滤波器131进行解扩展，而分离为L个定时的信号。其中，当使s为每码片的过抽样数时，为L＝pg×s。从L个定时选择W个多路径，来进行延迟检波或者同步检波，进行数据解调。

在该例中，使用这样的方式：在发送帧中，在信息符号之间以一定周期插入导频符号，使用该导频符号进行绝对同步检波解调。把L个定时中的各个解扩展的信号提供给信道推定器116，使用导频符号来推定信道，把该推定值提供给乘法器117，进行与匹配滤波器131的输出的乘法运算，补偿各信息符号的信道变动。另一方面，在平均信号功率测定部134中测定L个定时中的各个平均接收信号功率，生成平均延迟轮廓。由路径选择定时检出部135检出所得到的轮廓的最大信号功率，使用该最大信号功率和阈值决定增益来决定用于选择RAKE合成路径的阈值。合成路径选择部133选择高于该阈值的信号功率的居上的W个RAKE合成多路径。此处，从接收功率大的定时选择多路径，但是，除去由过抽样所检出的同一多路径来选择下一个多路径。所选择的信号由作为RAKE合成部的加法器118进行合成。进行了RAKE合成的信号通过去交织器122使错误随机化，接着由维特比译码器123进行解码。

在使用匹配滤波器的构成中，在每个符号周期中，输出L个定时中的解扩展的信号。由此，就不需要由使用图16A和图16B的结构这样的滑动相关器119的搜索指所进行的功率测定。而且，能够高速地进行用于RAKE合成的多路径的更新。

然而，如上述那样，当移动台相对于基站移动时，延迟轮廓的形状变动，多路径的数量变化。但是，在图17A和图17B中，构成为合成接收信号功率大的居上的W个多路径，因此，在多路径数量多于W的情况下，不能合成其全部来提高对干扰成分和热噪声的信号功率比。而且，在多路径数量少于W到情况下，合成了信号功率低的多路径信号以及仅为噪声成分和相互干扰成分的信号和接收功率非常小的多路径，由此，特性变差。

在图18A和图18B中作为关联技术表示了在(不是现有技术)专利申请特愿平9-144167号(平成9年6月2日申请)中本申请人提出的以及在“Matched Filter-Based RAKE Combiner for WidebandDS-CDMA Mobile Radio”(IEICE TRANS.COMMUN.，VOL.E81-B.NO.7 JULY 1998)中发表的使用DS-CDMA传输方式中的匹配滤波器的接收机构成的例子。在图18A和图18B所示的构成中，接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大之后，由电路104、105和106变频为IF频率。把该IF信号提供给AGC放大器107，由包络线检波器108控制该AGC放大器107而补偿由衰减所引起的振幅变动。接着，把该放大输出提供给正交检波器109，进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号经过低通滤波器110、111，由A/D变换器112、113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行解扩展。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。从L个定时选择W个多路径，来进行延迟检波或者同步检波，进行数据解调。

在该例中，使用这样的方式：如图19那样，在每N_S个信息符号中插入N_P个导频符号，使用该导频符号来进行绝对同步检波解调。把L个定时中的各个解扩展的信号提供给信道推定器116，使用导频符号来推定信道，把该推定值提供给乘法器117，进行与匹配滤波器131的输出的乘法运算，补偿各信息符号的信道变动。在平均信号功率测定部134中测定L个定时中的各个接收信号功率，生成平均延迟轮廓。平均信号功率测定使用例如导频符号来进行。在平均信号功率测定部134中，从按以上那样求出的L个定时的平均接收功率中分别由最小功率检测部141和最大功率检测部142检出最小信号功率和最大信号功率。在阈值A控制部144中使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。在阈值B控制部145中使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。这些阈值A和B乘以分别与例如最小信号功率和最大信号功率不同的增益来算出。在路径选择定时检测部146中，首先，把L个定时中的平均信号功率测定部输出与阈值A和阈值B进行比较，检测出平均信号功率为阈值A以上和阈值B以上的定时。接着，从信号功率大的定时检测出多路径的定时。即，对于已经选择的多路径的定时，±k(k是自然数)个定时中的信号被除外，依次检出接着的多路径的定时。由该路径选择定时检测部146所检出的定时输出和乘法器117的输出提供给合成路径选择部133，由RAKE合成路径选择部133选择所检出的多路径的定时中的解调部输出，所选择的信号在RAKE合成部118中进行合成。进行了RAKE合成的信号通过去交织器122使错误随机化，接着由维特比译码器123进行解码。

在该构成中，通过两个阈值选择进行RAKE合成的多路径，因此，能够降低由仅有噪声和相互干扰的信号所引起的影响，并且，能够合成具有有效的信号功率的信号。即使在延迟轮廓变动而使有效的多路径数量变化的情况下，能够合成满足阈值的多路径。在该构成中，由于固定地设定阈值，对于特定的延迟轮廓的形状和延迟轮廓的变动，是有效的。但是，在实际的移动通信环境中，延迟轮廓的形状和变动是各种各样的，当不能跟踪延迟轮廓的变动时，不能对有效的信号进行RAKE合成，反之，大大受到噪声和干扰成分的影响，使特性变差。

发明概述

本发明的目的是提供RAKE接收机，即使在因延迟轮廓的变动而使多路径数量变化的情况下，也能合成有效的路径。

更详细地说，本发明的目的是提供RAKE接收机，适当地控制加权系数以使MSE(最小平方误差)成为最小(MMSE)，通过使用该加权系数，能够跟踪延迟轮廓的定时的变动，始终选择有效的多路径，而有效地进行RAKE合成。

本发明的另一个目的是提供RAKE接收机，通过决定加权系数的初始值，来降低MMSE的收敛时间。

本发明的另一个目的是提供RAKE接收机，特别是对于码片速率为高速的即宽频带的DS-CDMA，实现了由RAKE所产生的时间分集效果所引起的接收品质特性的改善。

解决问题的措施

为了实现上述目的，权利要求1记载的发明是提供一种用扩展符号把信息数据扩展为宽频带的信号来进行多元连接传输的直接扩展CDMA传输方式中的RAKE接收机，其特征在于，包括：扩展符号副本生成部，生成扩展符号副本；匹配滤波器，具有使用上述扩展符号副本生成部输出来对接收扩展调制信号进行解扩展的多个分支；加权系数控制部，使用上述匹配滤波器输出的各个解扩展的信号和误差信号生成部的输出来控制对应于上述匹配滤波器输出的加权系数，以使上述误差信号生成部输出成为最小；乘法器，把上述匹配滤波器输出的各个解扩展的信号和与上述加权控制部输出相对应的加权系数相乘；解调部，对上述乘法器输出的各个信号进行解调；加法器，把上述解调部输出的信号进行合成；数据判定部，进行对上述加法器输出的数据判定；以及误差信号生成部，算出上述加法器输出和上述数据判定部输出之差，来生成误差信号。

权利要求2记载的发明是提供一种用扩展符号把信息数据扩展为宽频带的信号来进行多元连接传输的直接扩展CDMA传输方式中的RAKE接收机，其特征在于，包括：扩展符号副本生成部，生成扩展符号副本；匹配滤波器，具有使用上述扩展符号副本生成部输出来对接收扩展调制信号进行解扩展的多个分支；解调部，对上述匹配滤波器输出的各个解扩展的信号进行解调；加权系数控制部，控制与上述解调部输出分别对应的加权系数以使上述误差信号生成部输出成为最小；乘法器，把上述匹配滤波器输出的各个解扩展的信号和与上述加权控制部输出分别对应的加权系数相乘；加法器，把上述乘法器的输出进行合成；数据判定部，进行对上述加法器输出的数据判定；以及误差信号生成部，算出上述加法器输出和上述数据判定部输出之差，来生成误差信号。

权利要求3记载的发明，在权利要求1或者权利要求2记载的RAKE接收机中，其特征在于，包括：信号功率测定部，测定上述匹配滤波器输出各自的平均接收信号功率；最小功率检测部，从上述平均信号功率测定部输出来检出最小信号功率；阈值控制部A，从上述最小功率检测部输出求出用于选择在加法器中合成的信号的阈值A并输出；路径选择检出部，把上述平均信号功率测定部输出与阈值控制部输出进行比较，检测出接收功率成为阈值A以上的信号；以及合成路径选择部，从上述匹配滤波器输出的解扩展信号选择与在上述路径选择检出部检出的信号相对应的信号。

权利要求4记载的发明，在权利要求3记载的RAKE接收机中，其特征在于，在加权系数控制部中决定加权系数时，仅控制与由上述路径选择定时检出部所检出的信号相对应的加权系数。

权利要求5记载的发明，在权利要求1或者权利要求2记载的RAKE接收机中，其特征在于，包括：信号功率测定部，测定上述匹配滤波器输出各自的平均接收信号功率；最小功率检测部，从上述平均信号功率测定部输出来检出最小信号功率；最大功率检测部，从上述平均信号功率测定部输出检出最大信号功率；阈值控制部A，从上述最小功率检测部输出求出用于设定加权控制部的初始值的阈值A并输出；阈值控制部B，从上述最大功率检测部输出求出用于设定加权控制部的初始值的阈值B并输出；有效路径检出部，把上述平均信号功率测定部输出和上述阈值控制部A的输出以及上述阈值控制部B的输出进行比较，检出信号功率为阈值A以上并且为阈值B以上的信号；以及初始加权系数设定部，使与由上述有效路径检出部输出检出的信号相对应的加权系数的初始值为α(1≥α＞0)，使与其他的信号相对应的加权系数的初始值为0。

权利要求6记载的发明，在权利要求3或者权利要求4记载的RAKE接收机中，其特征在于，包括：最大功率检测部，从上述平均信号功率测定部输出检出最大信号功率；阈值控制部B，从上述最大功率检测部输出求出用于设定加权控制部的初始值的阈值B并输出；有效路径检出部，把上述平均信号功率测定部输出和上述阈值控制部A的输出以及上述阈值控制部B的输出进行比较，检出信号功率为阈值A以上并且为阈值B以上的信号；以及初始加权系数设定部，使与由上述有效路径检出部输出检出的信号相对应的加权系数的初始值为α(1≥α＞0)，使与其他的信号相对应的加权系数的初始值为0。

权利要求7记载的发明，在权利要求5或者权利要求6记载的RAKE接收机中，其特征在于，加权系数控制部，在设定加权系数的初始值时，作为与各信号相对应的加权系数的初始值设定被上述初始加权系数设定部所设定的值。

权利要求8记载的发明，在权利要求1至权利要求7任一项记载的RAKE接收机中，其特征在于，上述加权系数控制部，在控制加权系数时，对于来自加权系数最大的上述匹配滤波器的定时，使前后±k(k是自然数)个定时中的加权系数无条件地为0，接着检测出大的加权系数的定时，依次决定加权系数。

在本发明的RAKE接收机中，对于通过匹配滤波器而解扩展的全部定时中的信号，用被MMSE控制的加权系数来进行加权，然后，进行RAKE合成，因此，能够降低仅为噪声和干扰成分的信号的影响。

而且，根据本发明，即使在由于延迟轮廓的变动而使多路径数量变化的情况下，也能合成有效的路径。由此，能够跟踪延迟轮廓的变动，始终有效地对有效多路径进行RAKE合成。

而且，根据本发明，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，从测定结果来设定阈值，由此，能够进一步降低由噪声和干扰所产生的影响，而且，能够决定由MMSE控制所产生的加权系数的初始值，因此，能够减小MMSE的收敛时间。

而且，根据本发明，特别是对于码片速率为高速的即宽频带的DS-CDMA，能够实现由RAKE所产生的时间分集效果所引起的接收品质特性的改善。

附图的简单说明

图1是表示本发明的实施例1的构成的方框图；

图2是表示本发明的实施例2的构成的方框图；

图3是表示本发明的实施例3的构成的方框图；

图4是表示本发明的实施例4的构成的方框图；

图5是表示本发明的实施例5的构成的方框图；

图6是表示本发明的加权系数控制的例子的图；

图7是表示本发明的另一个加权系数控制的例子的图；

图8A和图8B表示使用本发明的实施例1的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图9A和图9B表示使用本发明的实施例2的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图10A和图10B表示使用本发明的实施例1和3的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图11A和图11B表示使用本发明的实施例2和3的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图12A和图12B表示使用本发明的实施例1和4的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图13A和图13B表示使用本发明的实施例2和4的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图14A和图14B表示使用本发明的实施例1和5的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图15A和图15B表示使用本发明的实施例2和5的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图16A和图16B表示使用现有的滑动相关器的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图17A和图17B表示使用本申请人以前申请的使用匹配滤波器的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图18A和图18B表示使用本申请人以前申请的使用匹配滤波器的DS-CDMA接收机的构成例子的方框图；

图19是表示帧构成的例子的图。

用于实施发明的最佳形态

使用附图来说明本发明的实施例。

(实施例1)

在图1中表示了本发明的实施例1的原理图。经正交检波及A/D变换的基带的扩展调制信号(这里，用一条线总括地表示I，Q成分)被输入分支数pg的匹配滤波器131。匹配滤波器131使用扩展符号副本生成部132的输出来对扩展调制信号进行解扩展。当使s为每码片的过抽样数时，从匹配滤波器131输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。把L个定时中的各个解扩展的信号以及与加权系数控制部输出的各个定时相对应的加权系数提供给乘法器201，把两者相乘。L个定时中的各个加权的匹配滤波器131的输出即乘法器201的输出由解调部202进行解调，由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号被提供给去交织器122，同时，提供给数据判定部203，进行数据的硬判定，形成参照信号。在该数据判定部203中，也可以输出多个导频符号的平均来作为参照信号。由误差信号生成部204算出RAKE合成的信号与数据判定信号(参照信号)之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和来自匹配滤波器131的L个定时中的解扩展信号，通过误差信号成为最小(MMSE)这样的控制，来决定与L个定时相对应的加权系数，把该加权系数提供给乘法器201，有选择地与来自匹配滤波器131的解扩展信号相乘。

在本发明的实施例1中，对于通过匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。通过使用该实施例1，能够降低仅为噪声和干扰成分的信号所产生的影响，来对多路径信号进行RAKE合成。

(实施例2)

在图2中表示了本发明的实施例2的原理图。经正交检波及A/D变换的基带的扩展调制信号被输入分支数pg的匹配滤波器131。匹配滤波器131使用来自扩展符号副本生成部132的输出对扩展调制信号进行解扩展。当使s为每码片的过抽样数时，从匹配滤波器131输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。由解调部202对L个定时中的各个解扩展的信号进行解调。把L个定时中的解调部202的输出信号和与加权系数控制部205输出的各个定时相对应的加权系数提供给乘法器201，进行两者的相乘运算。由加法器118对从乘法器201得到的L个定时中的各个加权的解调部202的输出进行RAKE合成。根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号(参照信号)。由误差信号生成部204算出RAKE合成的信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和来自解调部202的L个定时中的解扩展信号，通过误差信号成为最小(MMSE)这样的控制，来决定与L个定时相对应的加权系数，把该加权系数提供给乘法器201，有选择地与来自解调部202的解扩展信号相乘。

在本发明的实施例2中，与实施例1相同，对于通过匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。根据该实施例2，能够降低仅为噪声和干扰成分的信号所产生的影响，来对多路径信号进行RAKE合成。

(实施例3)

在图3中表示了本发明的实施例3的原理图。经正交检波及A/D变换的基带的扩展调制信号被输入分支数pg的匹配滤波器131。匹配滤波器131使用来自扩展符号副本生成部132的输出对扩展调制信号进行解扩展，输出L个定时中的解扩展信号。给平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个定时的平均信号功率。由最小功率检测部141检出L个定时中的最小信号功率。由阈值A控制部144使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值。

在路径选择定时检测部146中，把来自平均信号功率测定部134的L个定时中的平均信号功率与阈值A进行比较，检测出平均接收功率为阈值A以上的定时。把所检出的定时提供给合成路径选择部133，选择该定时中的匹配滤波器131的输出。由合成路径选择部133所选择的匹配滤波器131的输出被提供给加权系数相乘和解调部210，进行由来自加权系数控制部205的输出所产生的加权，并且进行解调，然后，由加法器118进行RAKE合成。根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。由误差信号生成部204算出RAKE合成信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和在路径选择定时检测部146中所检出的定时中的来自加权系数相乘和解调部210的解扩展信号，来进行MMSE控制，由此，决定与所检出的定时相对应的加权系数。

在实施例3中，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，从测定结果设定阈值，对成为阈值以上的信号进行RAKE合成，由此，能够降低由噪声和干扰所产生的影响。

(实施例4)

在图4中表示了本发明的实施例4的原理图。经正交检波及A/D变换的基带的扩展调制信号被输入分支数pg的匹配滤波器131。匹配滤波器131使用来自扩展符号副本生成部132的输出对扩展调制信号进行解扩展，输出L个定时中的解扩展信号。给平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个定时的平均信号功率。由最小功率检测部141和最大功率检测部142检出L个定时中的最小信号功率和最大信号功率。由阈值A控制部使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。由阈值B控制部使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。此处，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值，阈值B为用于选择具有足够信号功率的信号的阈值。

在有效路径定时检出部222中，把L个定时中的平均信号功率与阈值A及阈值B进行比较，检出平均接收功率为阈值A和阈值B中大的一方的值以上的定时。在初始加权系数设定部224中，把由有效路径定时检出部222所检出的定时中的加权系数的初始值设为1，把除此之外的定时中的加权系数的初始值决定为0。

L个定时中的匹配滤波器131的输出在加权系数相乘和解调部210中由来自加权系数控制部205的加权系数进行加权和解调，然后，由加法器118进行RAKE合成。根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。由误差信号生成部204算出RAKE合成信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和L个定时中的来自加权系数相乘和解调部210的解扩展信号，对在初始加权系数设定部224中所决定的设定值开始MMSE控制，决定与L个定时相对应的加权系数。

在实施例4中，对于由匹配滤波器所解扩展的全部定时中的信号，用进行了MMSE控制的加权系数进行加权，然后进行RAKE合成。能够降低仅为噪声和干扰成分的信号所产生的影响，来对多路径信号进行RAKE合成。并且由于能够决定由MMSE控制所产生的加权系数的初始值，而能够减小MMSE的收敛时间。

(实施例5)

在图5中表示了本发明的实施例5的原理图。经正交检波及A/D变换的基带的扩展调制信号被输入分支数pg的匹配滤波器131。匹配滤波器131使用来自扩展符号副本生成部132的输出对扩展调制信号进行解扩展，输出L个定时中的解扩展信号。给平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个定时的平均信号功率。由最小功率检测部141和最大功率检测部142检出L个定时中的最小信号功率和最大信号功率。由阈值A控制部144使用所检出的最小信号功率来决定阈值A。由阈值B控制部145使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。此处，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值，阈值B为用于选择具有足够信号功率的信号的阈值。

在有效路径定时检出部222中，把L个定时中的平均信号功率与阈值A及阈值B进行比较，检出平均接收功率为阈值A和阈值B中大的一方的值以上的定时。在初始加权系数设定部224中，把由有效路径定时检出部222所检出的定时中的加权系数的初始值设为1，把除此之外的定时中的加权系数的初始值决定为0。在路径选择定时检测部146中，把来自平均信号功率测定部134的L个定时平均信号功率与阈值A及阈值B进行比较，检出平均接收功率为大于阈值A和阈值B中任一方的值的定时。

在加权系数相乘和解调部210中，把用由路径选择定时检测部146所检出的定时来选择的匹配滤波器131的解扩展输出和与加权系数控制部205的输出的各个定时相对应的加权系数相乘。在加权系数相乘和解调部210中这样进行了加权、选择的匹配滤波器131的输出，由加法器118进行RAKE合成。根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。由误差信号生成部204算出RAKE合成信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和在路径选择定时检测部146中所检出的定时中的来自加权系数相乘和解调部210的解扩展信号，对在初始加权系数设定部224中所决定的设定值开始MMSE控制，决定与L个定时相对应的加权系数。

在实施例5中，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，从测定结果设定阈值，由此，能够降低由噪声和干扰所产生的影响，并且，由于能够决定由MMSE控制所产生的加权系数的初始值，而能够减小MMSE的收敛时间。

(实施例3和5中的阈值的决定)

下面说明本发明的实施例3和5中的阈值的决定以及由阈值判定所产生的合成路径候补选择的例子。

首先，从第n个时隙中的第m个符号中的L个定时下的各个平均信号功率测定部134的输出S^(l)(n，m)检出最小信号功率S_min(n，m)。其中，l为(1≤l≤L)，m为(1≤m≤N_P+N_S)。对于S_min(n，m)，按下式那样决定阈值A。其中，G_A(G_A≥1)是阈值决定增益。

A＝S_min(n，m)×G_A                     (1)

接着，把第l个定时的接收功率与求出了S^(l)的阈值A相比，检出满足S^(l)(n，m)≥A的X个定时，作为RAKE合成的候补，从候补中除去L-X个仅为热噪声成分和干扰成分的信号。

(加权系数更新)

使用图6来说明由本发明的实施例1(参照图1)至实施例5(参照图5)中的加权系数控制部205进行的加权系数更新的例子。其中，对这样的情况进行说明：使X＝0，按每个符号周期更新与匹配滤波器131的输出的L个全部定时中的信号相对应的加权系数。

如图6所示的那样，第n个时隙中的第m+1个符号加权系数w(n，m+1)使用第m个符号中的加权系数w(n，m)、输入信号y(n，m)(复数量)和误差信号e(n，m)来进行更新。w(n，m)、y(n，m)分别是由L个要素组成的矢量：

w(n，m)＝{w⁽¹⁾(n，m)，w⁽²⁾(n，m)，…，w⁽²⁾(n，m)}^T，

y(n，m)＝{y⁽¹⁾(n，m)，y⁽²⁾(n，m)，…，y⁽²⁾(n，m)}^T

其中，T表示转置。并且，y^(l)(n，m)(1≤l≤L)在实施例1(参照图1)的构成的情况下为y^(l)(n，m)=r^(l)(n,m)，在实施倒2(参照图2)的构成的情况下为其中，r^(l)(n,m)是匹配滤波器输出，是信道推定值，^*表示复数共轭。而且，e(n,m)是RAKE合成后的信号与数据判定信号d_ref(n,m)之差： $>>e>>(>n>,>m>)>>=>>d>ref>>>(>n>,>m>)>>-ver>>d>^>>>(>n>,>m>)>>>s>$

此时，d_ref(n，m)相对于导频符号使用导频符号副本，相对于数据符号为硬判定后(2值判定后)的信号点。更新式在w^(l)(n,m)为复数量的情况下用下式表示：

w(n，m+1)＝w(n，m)+y(n，m)e^*(n，m)    (2)

另一方面，在W^(l)(n,m)为标量的情况下用以下两式表示：

w(n，m+1)＝w(n,m)+Re{y(n,m)e^*(n，m)}       (3)

w(n，m+1)＝w(n,m)+|y(n,m)|²|e(n，m)|²。   (4)

其中，Re{.}表示实数部分。当加权后的信号为y’(m)时，y’(m)在w(l)(m)为复数量的情况下被表示为：

y’(n,m)=y(n,m)w^*(n,m)(w^(l)(n，m)为复数量  (5)

在w^(l)(n,m)为标量的情况下，为了防止加权系数的发散，使用L个加权系数的最大值来乘以标准化的加权系数。这样，y’(n，m)使用以下3个式子表示： $>>y>\text{'}>>(>n>,>m>)>>=>y>>(>n>,>m>)>\frac{$ >>y>\text{'}>>(>n>,>m>)>>=>y>>(>n>,>m>)>\frac{$ >>y>\text{'}>>(>n>,>m>)>>=>y>>(>n>,>m>)>\frac{}{}$}{}$}{}$

(实施例4和5中的阈值的决定)

下面表示本发明实施例4和5中的阈值的决定以及由阈值判定所产生的初始加权系数设定的例子。

从第n个时隙中的第m个符号中的L个定时下的各个平均信号功率测定部134的输出S^(l)(n，m)检出最小信号功率S_min(n，m)和最大信号功率S_max(n，m)。其中，l为(1≤l≤L)，对于S_min(n，m)和S_max(n，m)，按下式那样决定阈值A和阈值B。其中，G_A(G_A≥1)、G_B(G_B≤1)分别是阈值决定增益。

A＝S_min(n，m)×G_A                      (9)

B＝S_max(n，m)×G_B                      (10)

接着，把第l个定时的接收功率与求S^(l)的阈值A和阈值B相比，检出满足S^(l)(n，m)≥A的定时，首先检出仅为热噪声成分和干扰成分的定时。接着，检出S^(l)(n，m)≥B的定时，检出接收功率足够的定时。这样，检出满足S^(l)(n，m)≥A并且S^(l)(n，m)≥B的Y个定时来作为多路径的候补。把与这些定时相对应的加权系数的初始值设为1，使与其余L-Y的个定时相对应的加权系数为0。

(加权系数的控制)

下面表示在本发明中使用的加权系数控制的例子。首先，检出加权系数最大的定时作为有效多路径的定时。接着，对于所检出的定时，把±k个定时中的加权系数定为0，检出第二大的加权系数的定时，依次决定加权系数。例如，当使第q个多路径的定时为uq时，使在(uq-k)≤l≤(uq+k)中的定时中包含的加权系数全部为0。对于某个多路径的定时，之所以这样使前后的定时中的加权系数为0，是为了防止通过过抽样对同一多路径进行加权来进行合成的情况。当使过抽样数为s时，k为例如k＝s/2。

这样，反复进行与多路径相对的加权系数的决定，对于全部多路径，进行加权，来进行RAKE合成。

(加权系数的决定)

使用图7来说明加权系数决定的例子。其中，与实施例1，实施例2的情况不同，表示了对加权系数控制不设置限制的情况。

如图7的图表表示的那样，算出L个定时中的加权系数。此时，过抽样数s＝4，对于已经决定了加权系数的多路径，使加权系数为0的定时的数量k＝s/2＝2。

设检出图7中的p点上的定时作为多路径的定时。此时，加权系数第二大的定时是p-1，但是，这点相对于p点处于±k范围中的p-2，p-1，p+1，p+2的四点上的加权系数全部为0。这样一来，检出下一个p+4点作为下一个多路径的定时，处于±k点上的p+3，p+5，p+6点上的加权系数重新成为0。这样，使所检出的多路径前后的定时中的加权系数为0，而不进行RAKE合成。

(使用实施例1的接收装置的构成)

在图8A和图8B中表示了使用本发明的实施例1(参照图1)的接收部构成的实施例。

在图8A和图8B中，由天线101接收的扩展调制信号经过带通滤波器102，由低噪声放大器103进行放大后，通过电路104～106变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，把进行了线性放大的信号提供给正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行解扩展。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。L个定时中的各个解扩展的信号由乘法器201同与加权系数控制部205输出的各个定时相对应的加权系数相乘。L个定时中的各个被加权的匹配滤波器131的输出由电路116和117进行解调，在加法器118中进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，接着，由维特比译码器123进行解码。在数据重放部至数据判定部124中，对来自维特比译码器123的解码信号进行硬判断，来重放接收数据。而且，根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。

在加权系数控制部205中，使用误差信号和来自匹配滤波器131的L个定时中的解扩展信号，通过误差信号成为最小(MMSE)这样的控制，来决定与L个定时相对应的加权系数，而且，检出L个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。所决定的加权系数为加权系数控制部205的输出。

在图8A和图8B中所示的RAKE接收机中，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。由此，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

(使用实施例2的接收装置的构成)

在图9A和图9B中表示了使用本发明的实施例2(参照图2)的接收部构成的实施例。

接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大后，变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，接着由正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行解扩展。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。对于L个定时中的各个解扩展的信号由电路116和117进行使用导频符号的绝对同步检波解调。L个定时中的解调的输出信号由乘法器201同与加权系数控制部205的输出的各个定时相对应的加权系数相乘。在L个定时中进行了加权、解调的输出由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，接着，由维特比译码器123进行解码，然后提供给在数据重放部至数据判定部124进行硬判断，来重放接收数据。

此外，根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和来自乘法器117的L个定时中的解扩展信号，控制乘法器201以使误差信号成为最小(MMSE)，由此，来决定与L个定时相对应的加权系数，而且，检出L个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。所决定的加权系数成为加权系数控制部205的输出。

在图9A和图9B中所示的RAKE接收机中，与图8A和图8B中所示的RAKE接收机相同，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。由此，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

(使用实施例1和3的接收装置的构成)

在图10A和图10B中表示了使用本发明的实施例1和实施例3的接收部构成的实施例。

在图10A和图10B中，接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大后，变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，然后，由正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行逆变换。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。

向平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个平均信号功率。在最小功率检测部141中，根据平均信号功率的测定输出来检出L个定时中的最小信号功率。在阈值A控制部144中，使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值。

在路径选择定时检测部146中，把L个定时中的平均信号功率与阈值A进行比较，检出平均接收功率为阈值A以上的X个定时。由合成路径选择部133选择所检出的X个定时中的匹配滤波器131的输出，所检出的X个匹配滤波器131的输出由乘法器201同与加权系数控制部205的输出的各个定时相对应的加权系数相乘。在匹配滤波器131的输出中，对于由合成路径选择部133所选择的，由乘法器201与加权系数相乘的输出，在信道推定器116中进行使用导频符号的绝对同步检波解调，来自乘法器117的输出由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，由维特比译码器123进行解码，然后，提供给在数据重放部至数据判定部124，进行硬判断，来重放接收数据。而且，根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。

在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和由路径选择定时检测部146所检出的X个定时中的来自合成路径选择部133的解扩展信号，对乘法器201进行MMSE控制，由此，来决定与L个定时相对应的加权系数，接着，检出X个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。所决定的加权系数成为加权系数控制部205的输出。

在图10A和图10B中所示的RAKE接收机中，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。这样，即使在由于延迟轮廓的变动多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

而且，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，根据测定结果设定阈值，对阈值以上的信号进行RAKE合成，由此，能够进一步降低由噪声和干扰所产生的影响。

(使用实施例2和3的接收装置的构成)

在图11A和图11B中表示了使用本发明的实施例2和实施例3的接收部构成的实施例。

接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大后，变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，然后，由正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行逆变换。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。

向平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个平均信号功率。在最小功率检测部141中，根据平均信号功率的测定输出来检出L个定时中的最小信号功率。在阈值A控制部144中，使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值。

在路径选择定时检测部146中，把L个定时中的平均信号功率与阈值A进行比较，检出平均接收功率为阈值A以上的X个定时。由合成路径选择部133选择所检出的X个定时中的匹配滤波器131的输出。对于所选择的匹配滤波器131的输出，在信道推定器116中进行使用导频符号的绝对同步检波解调。把来自乘法器117的解调输出提供给乘法器201，同与加权系数控制部205输出的各个定时相对应的加权系数相乘。

这样，对于匹配滤波器131的输出，进行了选择、解调和加权而得到的输出信号由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，由维特比译码器123进行解码，然后，提供给在数据重放部至数据判定部124，来重放接收数据。而且，根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与数据判定信号之差，生成误差信号(MSE)。

在加权系数控制部205中，使用误差信号和由路径选择定时检测部146所检出的X个定时中的来自乘法器117的解扩展信号，进行MMSE控制，由此，来决定与L个定时相对应的加权系数。接着，检出X个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。所决定的加权系数成为加权系数控制部205的输出。

在图11A和图11B中所示的RAKE接收机中，与图10A和图10B中所示的RAKE接收机相同，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。这样，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。而且，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，根据测定结果设定阈值，对阈值以上的信号进行RAKE合成，由此，能够进一步降低由噪声和干扰所产生的影响。

(使用实施例1和4的接收装置的构成)

在图12A和图12B中表示了使用本发明的实施例1和实施例4的接收部构成的实施例。

在图12A和图12B中，接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大后，变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，然后，由正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行逆变换。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。L个定时中的各个解扩展的信号由乘法器201同与加权系数控制部205输出的各个定时相对应的加权系数相乘。L个定时中的匹配滤波器131的输出由乘法器201与加权系数控制部205的输出的各个定时相对应的加权系数相乘。在解调部116和117中，对与加权系数相乘的匹配滤波器131的输出，进行使用导频符号的绝对同步检波解调。这些解调输出由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，由维特比译码器123进行解码，然后，提供给数据重放部至数据判定部124，来重放接收数据。

根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与判定数据之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和来自匹配滤波器131的L个定时中的解扩展信号，通过MMSE控制，来决定与L个定时相对应的加权系数。而且，检出L个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。所决定的加权系数为加权系数控制部205的输出。

这里，开始进行MMSE控制时的加权系数的初始值按以下这样决定。首先，向平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个平均信号功率。在最小功率检测部141和最大功率检测部142中，分别检出L个定时中的最小信号功率和最大信号功率。在阈值A控制部144中，使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。并且，在阈值B控制部145中，使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值，阈值B为用于选择具有足够信号功率的信号的阈值。在有效路径定时检出部222中，把L个定时中的平均信号功率与阈值A和阈值B进行比较，检出平均接收功率为阈值A和阈值B中较大的一方的值以上的Y个定时。在初始加权系数设定部224中，使由有效路径定时检出部222所检出的Y个定时中的加权系数的初始值为1，把除此之外的L-Y个定时中的加权系数的初始值决定为0。

在图12A和图12B中所示的RAKE接收机中，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。这样，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

而且，由于决定了由MMSE控制所产生的加权系数的初始值，而能够减小MMSE的收敛时间。

(使用实施例2和4的接收装置的构成)

在图13A和图13B中表示了使用本发明的实施例2和实施例4的接收部构成的实施例。

在图13A和图13B中，接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大后，变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，然后，由正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行逆变换。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。对于L个匹配滤波器131的输出，由解调部116和117进行使用导频符号的绝对同步检波解调。解调输出在乘法器201中同与加权系数控制部205的输出的各个定时相对应的加权系数相乘。乘法器201的输出由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，由维特比译码器123进行解码，然后，提供给数据重放部至数据判定部124，来重放接收数据。根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与判定数据之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和L个定时中的来自解调部116和117解扩展信号，通过MMSE控制，来决定与L个定时相对应的加权系数。

而且，检出L个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。

这样，所决定的加权系数成为加权系数控制部205的输出。开始进行MMSE控制时的加权系数的初始值按以下这样决定。首先，向平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个平均信号功率。在最小功率检测部141和最大功率检测部142中，检出L个定时中的最小信号功率和最大信号功率。在阈值A控制部144中，使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。并且，在阈值B控制部145中，使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值，阈值B为用于选择具有足够信号功率的信号的阈值。在有效路径定时检出部222中，把L个定时中的平均信号功率与阈值A和阈值B进行比较，检出平均接收功率为阈值A和阈值B中较大的一方的值以上的Y个定时。

在初始加权系数设定部224中，使由有效路径定时检出部222所检出的Y个定时中的加权系数的初始值为1，把除此之外的L-Y个定时中的加权系数的初始值决定为0。

在图13A和图13B中所示的RAKE接收机中，与图12A和图12B中所示的RAKE接收机相同，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。这样，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

而且，由于决定了由MMSE控制所产生的加权系数的初始值，而能够减小MMSE的收敛时间。

(使用实施例1和5的接收装置的构成)

在图14A和图14B中表示了使用本发明的实施例1和实施例5的接收部构成的实施例。

在图14A和图14B中，接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大后，变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，然后，由正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行逆变换。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。

向平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个平均信号功率。在最小功率检测部141和最大功率检测部142中，分别检出L个定时中的最小信号功率和最大信号功率。在阈值A控制部144中，使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。并且，在阈值B控制部145中，使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值，阈值B为用于选择具有足够信号功率的信号的阈值。

在路径选择定时检测部146中，把来自平均信号功率测定部134的L个定时平均信号功率与阈值A及阈值B进行比较，检出平均接收功率为大于阈值A和阈值B中较大的一方的值的X个定时。这样检出的X定时中的匹配滤波器131的输出由来法器201与加权系数控制部205输出的各个定时所对应的加权系数相乘。所选择的匹配滤波器131的输出提供给解调部116和117，在此，进行使用导频符号的绝对同步检波解调。这些解调输出由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，由维特比译码器123进行解码，然后，提供给数据重放部至数据判定部124，来重放接收数据。

根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与判定数据之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和X个定时中的来自初始加权系数设定部224的初始值信号，通过MMSE控制决定X个定时所对应的加权系数。而且，检出L个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。所决定的加权系数为加权系数控制部205的输出。

在有效路径定时检出部222中，把L个定时中的平均信号功率与阈值进行比较，检出平均接收功率为阈值A和阈值B中较大的一方的值以上的Y个定时。在初始加权系数设定部224中，使由有效路径定时检出部222所检出的Y个定时中的加权系数的初始值为1，把除此之外的L-Y个定时中的加权系数的初始值决定为0。

在图14A和图14B中所示的RAKE接收机中，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。这样，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

而且，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，根据测定结果设定阈值，对阈值以上的信号进行RAKE合成，由此，能够进一步降低由噪声和干扰所产生的影响。

在此基础上，由于决定了由MMSE控制所产生的加权系数的初始值，而能够减小MMSE的收敛时间。

(使用实施例2和5的接收装置的构成)

在图15A和图15B中表示了使用本发明的实施例2和实施例5的接收部构成的实施例。

在图15A和图15B中，接收的扩展调制信号由低噪声放大器103进行放大后，变频为IF频率。接着由AGC放大器107和包络线检波器108补偿由衰减所引起的振幅变动，然后，由正交检波器109进行正交检波。正交检波器109的输出基带信号由A/D变换器112，113变换为数字信号。变换为数字值的信号由分支数pg的匹配滤波器131进行逆变换。当使s为每码片的过抽样数时，输出L(＝pg×s)个定时中的解扩展信号。

在平均信号功率测定部134中测定L个定时中的各个平均信号功率。在最小功率检测部141和最大功率检测部142中，分别检出L个定时中的最小信号功率和最大信号功率。在阈值A控制部144中，使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值。并且，在阈值B控制部145中，使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。其中，阈值B为用于选择具有足够信号功率的信号的阈值。

在路径选择定时检测部146中，把来自平均信号功率测定部134的L个定时平均信号功率与阈值A及阈值B进行比较，检出平均接收功率为大于阈值A和阈值B中较大的一方的值的X个定时。这样检出的X定时中的匹配滤波器131的输出由合成路径选择部133进行选择。所选择的匹配滤波器131的输出由解调部116和117进行解调，然后，由乘法器201与加权系数控制部205输出的各个定时所对应的加权系数相乘。所加权的加权系数控制部205的输出被提供给解调部，在此，进行使用导频符号的绝对同步检波解调。该解调输出由加法器118进行RAKE合成。RAKE合成的信号由去交织器122使误差随机化，由维特比译码器123进行解码，然后，提供给数据重放部至数据判定部124，来重放接收数据。

根据RAKE合成的信号由数据判定部203形成数据判定信号。在误差信号生成部204中算出RAKE合成的信号与判定数据之差，生成误差信号(MSE)。在加权系数控制部205中，使用误差信号和X个定时中的来自初始加权系数设定部224的初始值信号，通过MMSE控制决定X个定时所对应的加权系数。而且，检出X个加权系数中的最大的加权系数的定时，对于所检出的定时，使与±k(k是自然数)个定时相对的加权系数为0，依次检出第二大的加权系数的定时，决定全部的定时中的加权系数。所决定的加权系数为加权系数控制部205的输出。

开始进行MMSE控制时的加权系数的初始值按以下这样决定：向平均信号功率测定部134提供匹配滤波器131的输出，来测定L个定时中的各个平均信号功率。在最小功率检测部141和最大功率检测部142中，分别检出L个定时中的最小信号功率和最大信号功率。在阈值A控制部144中，使用所检出的最小信号功率来求出阈值A。并且，在阈值B控制部145中，使用所检出的最大信号功率来求出阈值B。其中，阈值A为用于防止合成仅为噪声和干扰成分的信号的阈值，阈值B为用于选择具有足够信号功率的信号的阈值。在有效路径定时检出部222中，把L个定时中的平均信号功率与阈值A和阈值B进行比较，检出平均接收功率为阈值A和阈值B中较大的一方的值以上的Y个定时。在初始加权系数设定部224中，使由有效路径定时检出部222所检出的Y个定时中的加权系数的初始值为1，把除此之外的L-Y个定时中的加权系数的初始值决定为0。

在图15A和图15B中所示的RAKE接收机中，与图14A和图14B中所示的RAKE接收机相同，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。这样，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

而且，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，根据测定结果设定阈值，对阈值以上的信号进行RAKE合成，由此，能够进一步降低由噪声和干扰所产生的影响。

在此基础上，由于决定了由MMSE控制所产生的加权系数的初始值，而能够减小MMSE的收敛时间。

而且，上述各种接收装置的构成是本发明的例子，不言而喻，可以实现各种实施例的组合等。

在本发明的RAKE接收机中，对于使用匹配滤波器进行解扩展的全部定时中的信号，在用进行了MMSE控制的加权系数进行加权之后，进行RAKE合成。这样，即使在由于延迟轮廓的变动使多路径数变化的情况下，也能有效地合成有效的路径。

而且，根据本发明，测定全部定时中的解扩展信号的平均接收功率，根据该最小值来决定阈值，仅把阈值以上的信号作为RAKE合成的候补，因此，能够降低由合成仅有噪声和干扰成分的信号所产生的影响。

而且，根据本发明，从全部定时中的平均接收功率的最小值和最大值来决定阈值，使接收功率为2个阈值以上的定时所对应的加权系数的初始值为1，因此，能够缩短MMSE的收敛时间。

根据本发明，对于码片速率为高速的即宽频带DS-CDMA，能够实现由RAKE所产生的时间分集效果所引起的接收品质特性的改善。