公开/公告号CN1247646A
专利类型发明专利
公开/公告日2000-03-15
原文格式PDF
申请/专利权人 西门子公司;
申请/专利号CN98802451.9
发明设计人 曼弗雷德·德彭布罗克;
申请日1998-01-19
分类号H02P21/00;
代理机构柳沈知识产权律师事务所;
代理人侯宇
地址 联邦德国慕尼黑
入库时间 2023-12-17 13:33:50
法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2004-03-17
专利权的终止未缴年费专利权终止
专利权的终止未缴年费专利权终止
2002-03-06
授权
授权
2000-03-22
实质审查请求的生效
实质审查请求的生效
2000-03-15
公开
公开
本发明涉及一种测定无传感的场定向运转感应电机的转子角速度的方法和实施这种方法的装置。
申请号为19531771.8的在先德国专利申请中公开了一种按照权利要求1的前序部分所述的方法和按照权利要求31的前序部分所述的实施该方法的装置。
本发明基于这样的认识，即，在静态运转条件下，在模型电机的一标称转数与感应电机的一标称转数n之间出现差值：
在静态运转时，在上述德国专利申请的平衡调节器的入口处，在正常转数差与失配调整误差之间存在着关系式：
式中：
模型转子频率数
模型定子频率数
所选出的参考空间矢量
在式中的字母上方的“～”表示仅考虑静态运转状态。
按照等式2，静态传输因数通常在很大程度上取决于运转参数的定子频率数和转子频率数，这两个频率表征感应电机的静态工作点。图3示出在所涉及的转子磁通量空间矢量选择为用于分解定子电流模矢量和定子电流实际空间矢量的参考空间矢量。运转参数的定子频率数和运转参数的转子频率数通过标准转数按照如下等式建立相互的逻辑关系：
关于转子弛张振荡电路频率ωrk＝Rr/Lσ和用于表征静态运转的符号“～”在论文“常用感应驱动装置的全部转数区域内的快速转矩调节”中予以公开，该论文发表在DE杂志“电动技术文献集”1994年第77卷289至301页上。
本发明的目的在于进一步发展这种公知的方法和实施这种方法的装置，在很大程度上减小静态传输因数受运转参数转子频率数的干扰影响。
本发明的目的将通过权利要求1和31的特征部分来完成。
通过将共轭复数标准转子通量空间矢量除以其数值的二次方得到共轭复关系空间矢量，并将定子电流模空间矢量和定子电流实际空间矢量分别处理成与其运转点相关的状态和幅度，在这些处理出的空间矢量变换到复数参考系统之前，在相当大的程度上减小静态传输因数对运转参数转子频率数的干扰性依赖。
在一优选的方法中，将定子电流模-和-实际空间矢量分别标准化，并由这些标准化的空间矢量构成一差分电流空间矢量，然后如上所述，处理该矢量，并接着将其传输。因此，也在很大程度上减小了静态传输因数对运转参数转子频率数的依赖，从而也显著地减小了消耗。
上述两个方法都可以通过一复因数的计算最佳化，该复因数分别与运转参数转子频率数和一系统参数控制因数和/或时间常数比有关。
在另一优选的方法中，形成一个差分电流空间矢量的时间积分值，然后将其处理，并将所处理的差分电流空间矢量累加起来。这样就可使静态传输因素具有常数值1，从而使其不再依赖于运转参数转子频率数和系统参数控制因数和/或时间常数比。
通过改变用于处理差分电流空间矢量及其时间积分的复因数的计算，可以改善本发明方法的动态性能，而无需改变静态传输因数。
在另一优选的方法中，形成一个差分电流空间矢量的时间导数，其将所处理的差分电流积分空间矢量与所处理出的差分电流空间矢量的和累加，然后将所形成的和-空间矢量进行转换。从而再次改善了动态运转状态下的传输性能。
在实施本发明方法的装置中，信号处理后接一用于计算复因数的装置，该复因数用于处理定子电流模空间矢量、定子电流实际空间矢量、一差分电流空间矢量和一差分电流积分空间矢量，并设置多个乘法器，其输入侧一端与该装置连接，另一端与元件连接，其输出端将需处理的信号输出。
与公知的装置相比，一优选的装置只附加了计算复因数的装置、一比较装置和两个另外的乘法器。这些附加元件可以集成在信号处理装置中，构成一特别有益的装置。这就是说，按照本发明的装置在硬件方面与公知装置没有差别，差别仅在于软件方面。
下面结合附图进一步阐述本发明，图中示出用于实施按照本发明的确定一无传感的场定向运转感应电机的转数的方法的装置的若干实施例。
图1示出实施本发明的方法的装置的第一实施例的一线路框图，
图2示出实施本发明的方法的装置的第二实施例的一线路框图，
图3示出在不采用按照本发明方法的情况下取决于转子频率数的静态传输因数相对于定子频率数的曲线图，
图4示出在采用本发明的方法的情况下，取决于转子频率数的稳定的传输因数相对于定子频率数的曲线图，
图5至8分别示出按照图2所示的装置的其它实施例的线路框图。
图1示出实施按照本发明的方法的装置的第一实施例的一线路框图，这一实施例的绝大部分在申请号为19531771.8的在先德国专利申请中已经公开。所公知的部分包括感应式电机DM，其由一脉冲整流器SR供电。在脉冲电流整流器SR的输入端有一直流电压2Ed，也称之为中间回路直流电压。脉冲整流器SR从一信号处理装置2中接收控制信号Sa、Sb、Sc。此外，本装置中测量元件4，6和26、延迟时间元件10，12，14，16和28、一坐标转换器8、一第一和第二乘法器18和20、两个比较器24和30、两个平衡调节器22、32以及一个乘法器34。信号处理装置2包括一完整的机器模型和一调制器，他的输出端借助于延迟时间元件10与脉冲整流器SR、借助于延迟时间元件14与第一乘法器18的一输入端并借助于延迟时间元件16与第一和第二乘法器18、20的另一输入端连接。坐标转换器8在入口端通过延迟时间元件12与测量元件6，在出口端与第二乘法器20的另一输入端连接。信号处理装置2的输入端借助于延迟时间元件28与测量元件26并直接与该测量元件4连接。此外，信号处理装置2的输入端与平衡调节器22、32连接，平衡调节器22直接与比较器24的输出端连接，而平衡调节器32借助于乘法器34与比较器30的输出端连接。信号处理装置2中输入两个额定值知。两乘法器18、20的输出端，即虚部WG、所在的一端与比较器24的输入端连接，而该两乘法器18、20的实部BG、所在的一端与比较器30的输入端连接。在比较器24的输出端有失配调整误差Δ，用于与系统参数转子角速度匹配，在比较器30的输出端有失配调整误差Δ‖，用于与系统参数转子电阻匹配。
这种公知装置的工作方式在前面提到的在先德国专利申请中已有详细描述，因此，在此不再赘述。
现在将这种公知的装置以如上所述的方式扩展为本发明的装置：为了扩展这种公知的装置，将第一和第二乘法器18、20分为子乘法器181、182、201、202，其中子乘法器181、201的输出端与比较器24的输入端连接，子乘法器182、202的输出端与比较器30的输入端连接。在这些第一和第二乘法器181、182、201、202与延迟时间元件14以及坐标转换器8之间设置另外两个乘法器36、38，它们分别划分为子乘法器361、362和381、382。子乘法器361、362和381、382的输出端分别与子乘法器181、182和201、202的一输出端连接。这些子乘法器181、182、201、202的其它输入端分别与延迟时间元件16的输出端连接，在这些输入端上有共轭复参考空间矢量。子乘法器361、362和381、382的输入端分别与延迟时间元件14和坐标转换元件8连接，而子乘法器361、381和362、382的第二输入端借助于延迟时间元件40和42与一计算复因数Kω，KR的装置44连接。在子乘法器361、362和381、382的输出端分别有一处理好的定子电流模空间矢量和一处理好的定子电流实际空间矢量这些矢量接着借助于共轭复参考空间矢量和子乘法器181、182、201、202传输到复参考系统。定子电流模空间矢量和定子电流实际空间矢量通过与复因数Kω，KR相乘，以与运转点相关的方式变化到其状态和幅度。
在下面的按照图2和5至8的实施例中采用了相关值。这些值可以通过对一个相应的关系值进行运算而得到。这些参考值选择如下：
ψ* 通量值的参考值，定义为以额定通量运转时定
子通量耦合的空间矢量的总和
I*＝ψ*/Lσ 电流参考值
ω*＝ωσ＝Rr/Lσ 回路频率和角速度参考值
T*＝Tσ＝Lσ/Rr＝1/ωrk时间参考值
这些参考值通过公式符号的下标*来识别。参考值的公式字母这样选择：
ψ/ψ*＝ψ
i/I*＝y
ω/ω*＝n
t/T*＝τ
图2示出实施本发明的方法的装置的第二实施例。它是一特别有利的实施例，因为它比图1所示的第一实施例花费少。在第二实施例中，坐标转换器8和延迟时间元件14的输出端与一比较装置46的输入端连接，该比较装置的输出端分别与乘法器36、38的输入端连接。比较装置46由所存在的相关的定子电流模空间矢量和相关的定子电流实际空间矢量构成一相关的差分电流空间矢量，该矢量被继续处理。
模电流与电机电流之间的差的空间矢量在考虑测量值与预先计算出的模值之间的时间位移的情况下，按照下式由V计算例确定。
所得到的时间位移T∑在图2中通过延迟时间框图14考虑。
与按照图1的实施例相比，在本例中，乘法器18、20、36、38不再分别分成两个子乘法器。乘法器36的第二输入端与延迟时间元件40的输出端连接，在延迟时间元件40的输入端上有复因数Kω。乘法器38的第二输入端与延迟时间元件42的输入端连接，在延迟时间元件42的输入端输入一个复因数KR。在乘法器36和38的输出端输出一个经处理的差分电流空间矢量或，该矢量借助于共轭复参考空间矢量和乘法器18、20转换到复参考系统。借助于乘法器18构成的积的虚部作为使标准转数与平衡调节器22相匹配的失配调整误差Δ输出，而借助于乘法器20构成的积的实部作为使乘法器34上的定子电阻与平衡调节器32匹配的失配调整误差Δ‖输出。从信号处理装置2输送到乘法器34的不再是定子线路的符号，而是由模转子频率数和定子频率数所构成的结果的符号
图3示出与转子频率数有关的静态传输因数相对于定子频率数的曲线。这一曲线是在图2所示的第二实施例中作为共轭复参考空间矢量选出的相关的共轭复转子通量空间矢量，对于处理差分电流空间矢量的复因数Kω，假定常数值为1。从该曲线中看出，在电机运转和发电机运转时，静态传输因数与运转参数转子频率数非常有关，在以较低的定子频率数发电运转时，该传输因数的正负号发生变化。运转参数转子频率数和定子频率数按照下式计算：
图4示出与定子频率数有关的静态传输因数与转子频率数相关的曲线。该曲线是在复因数Kω符合下式(6)时得到的，
借助于用于计算复因数Kω，KR和共轭复参考空间矢量的装置44按照下式选择：
因此，按照图2所示的装置的实施例，使完整机器模型的标准转数与信号处理装置相匹配的失配调整误差Δ符合下式：
通过借助于复因数Kω按照式(6)处理出差分电流空间矢量，在相当大的程度上减小了静态传输因数对运转参数转子频率数的依赖，如图4中的曲线所示。但是从该曲线看出，这种静态传输因数在以低定子频率数运转时符号为不断变化的。
将一个简单的PI调节器设置为平衡调节器22，可以在这种运行点将转数差Δn非稳定地调节到0。为了排除这一缺点，在本发明方法的另一种变型中，在所涉及的运转区域内用下式计算出装置44中的复因数Kω：
失配调整误差Δ按照下式确定：
此时，静态传输因数对于运转参数和的各种任意的组合总是为正号，然而其条件是图4中的特征曲线在时与0曲线相切，这就是说，失配调整误差Δ仅以很小的敏感对转数差Δn作出反应。这一缺点可以通过在本发明方法的另一种变化中在装置44中按下式：
确定复因数Kω来避免。
失配调整误差Δ按照下式求得：
然而，在这种变型中，在以小的定子频率以电动机的方式运转时，静态传输因数得到的是一负值。由于这种原因，在以电动机方式运转时，即，当运转参数定子频率数和转子频率数的积为正数时，复因数Kω总是按照式(6)在装置44中计算出。这种计算在运转参数定子频率数和转子频率数为负时同样有效，但运转参数定子频率数数值大于一边界值。总之，使用等式(6)的规定通过二进制逻辑加工实现如下关系：
式中
其中，V＞1，例如V＝1.3
复因数Kω按照等式(9)或(11)借助于装置44与信号处理装置2配合计算，这种计算仅在如下特征的运行范围内有效：式中
其中，Q＞1，
例如在复因数Kω按照等式(9)计算时，Q＝2，而当复因数Kω按照等式(11)计算时Q＝4。
在其余的值位于和之间的区域(这种区域也称之为迭加区域)，为了计算因数Kω，将等式(6)相加到等式(9)或等式(11)。为此采用一总是正值的辅助值X2，该值按照下式：
在与信号处理装置2连接的装置44中予以确定。
然后在该迭加区域内按照下述说明确定复因数Kω。在等式(6)和等式(9)之间迭加时采用下式：
而在等式(6)与等式(11)迭加的情况下，复因数Kω的计算式为：
在图5中示出了实施按照本发明方法的装置的另一实施例的线路框图，这种实施例由图2所示的实施例演变而来。这种装置的实施例与图2所示的装置的实施例的区别在于，比较装置46的输出端与一积分器48的输入端连接，该积分器的输出端通过另一乘法器50与一加法器52连接。而乘法器50的第二输入端与另一延迟时间元件54的输出端连接，该延迟时间元件的输入端与装置44连接。加法器52的第二输入端与乘法器36的输出端连接，该加法器52的输出端与第一乘法器18的一输入端连接。在第二延迟时间元件54的输入端输入一复因数KI，借助于该复因数，处理出差分电流空间矢量的时间积分值(也称之为差分电流积分空间矢量)，后将所构成的差分电流积分空间矢量借助于加法器52加入到所构成的差分电流空间矢量。像复因数Kω一样，借助于装置44在各计算例中重新确定复系数KI。通过延迟时间元件54，由计算出和测量出的值来考虑时间位移。借助于第一乘法器18将从加法器52的输出端输出的和空间矢量与共轭复参考空间矢量相乘，该乘积的虚部提供调整误差Δ。共轭复参考空间矢量无变化地在信号处理装置2中按照式(7)构成，而复因数Kω在与信号处理装置2连接的装置44中按照等式(6)计算出。由下式确定附加复因数KI：
因此，按照如下规则：
求得调整误差Δ
式中
当按照式(19)确定调整误差Δ时，静态传输因数具有一常数值1，这就是说，其不再与运转和系统参数有关。然而，在静态运行点之间动态过渡时，存在着传输因数对所述参数的另一种依赖。
按照本发明方法的另一种变型，两复因数Kω和KI按照如下的两等式计算：
和
式中
因此提供一种动态性能的改进，而无需变化静态传输因数
通过在和空间矢量中附加考虑差分电流空间矢量的时间导数，可进一步实现一种动态运转状态下的传输性能的改善。
为此，比较装置46的输出端还与一微分器56连接，该微分器的输出端与加法器52的另一输入端连接。从时，在微分器56的输出端有一微分电流空间矢量的时间导数，它被迭加到和-空间矢量上。在这种变化中，在与信号处理装置2连接的装置44中按照下面两式确定复因数Kω和KI
和
与前面的变型相比，在此，用于确定复因数Kω的公式改变了。确定调整误差Δ的公式为：
在实践中，一般如此缓慢地改变值，以使其导数没有明显的误差被忽视。等式(23)不仅在静态运转条件下并且持续提供值Δn，其关系式为：差分电流空间矢量在静态运转条件下以角速度旋转，该角速度可以达到很高的值，例如200·2π至300·2πHz。利用图5所示的积分器56构成的差分电流空间矢量的时间导数的直角坐标为具有角频率的变量。因此，与有效信号迭加的来自用于确定相关的定子电流实际空间矢量的测量链的干扰信号很难通过过滤被衰减得足够小。
通过图6所示的装置的另一实施例可以明显地减小这一缺点。为了达到这一目的，采用三个新的值，它们按照下式构成：
在静态条件下，由等式(25)和(26)确定的值在时间上是恒定的，而借助于等式(27)求出的值为0。现在可以相对简单地通过低通滤波将与有效信号迭加的干扰噪音衰减到足够小的程度。
图6提供了实施本发明的方法的装置的另一实施例的线路框图，其中用到了由等式(25)、(26)、(27)确定的值。在这种实施例中，比较装置46的输出端不是与乘法器36连接，而是与另一乘法器58连接，该乘法器的第二输入端与延迟时间元件16的输出端连接，在该延迟时间元件的输入端输入一共轭复参考空间矢量。乘法器58的输出端一方面与另一加法器60连接，另一方面与另一微分器62连接，该微分器的输出端与另一加法器64的一输入端连接。产生共轭复参考空间矢量的信号处理装置2同样计算负的虚数定子频率数。该定子频率数经过一延迟时间元件66分别到达另一个乘法器68和70。乘法器68的输出端与第二加法器60的第二输入端连接，第二加法器60的输出端一方面与另一积分器72连接，另一方面与乘法器70连接。积分器72的输出端一方面与乘法器68另一方面与乘法器50连接，乘法器50的第二输入端输入通过延迟时间元件54延迟了的复因数KI。乘法器70的输出端与另一加法器64的第二输入端连接，该加法器的输出端输出值。在另一加法器60的输出端输出按照公式(26)确定的值而在积分器72的输出端输出按照等式(25)确定的值。乘法器36和50的输出端以及加法器64的输出端借助于加法器52彼此连接。该输出值的虚部构成向平衡调节器22输送的调整误差Δ。
在这一实施例中，复因数Kω和KI在装置44中按照下式确定：
最终的用于确定调整误差Δ的公式为
在理想的情况下，在加法器52的第二输出端的实数Re始终等于0。为了减小在技术上不可避免的剩余误差，可以借助于另一乘法器74将第二标量输出信号与一衰减系数D相乘，所述第二标量输出信号为加法器52的输出端的复数值的实部Re。另一乘法器74的输出值‖借助加法器76与值迭加。乘法器74的输出端的信号在形式上由两个相同的坐标构成，所以，乘法器74的输出信号以两平行的划线表示。由于加法器52的输出值的实部Re在理想情况下始终为0，所以这一分支用一间断线示出。
关于由第二乘法器20的输出端乘积的实部构成的调整误差Δ‖，存在着一个问题，这就是，除了在具有非常低的定子频率数的运转区域之外，通过平衡调节器22的转数测定与通过平衡调节器32的定子电阻测定可能会互相干扰。在静态运行时，可以这样来避免转数偏差Δn对调整误差Δ‖的反作用，即，在装置44中用下式确定复因数KR
因此，确定调整误差Δ‖的公式为：
在应用等式(32)时，从信号处理装置2中取出值符号，作为修正调整方向的输入信号，该信号输送给乘法器34。
图7示出装置的另一实施例的线路框图，该实施例与图6所示的实施例的不同在于，用另两个乘法器78、80和另两个延迟时间元件82、84代替乘法器38、20和延迟时间元件42。延迟时间元件82的输出端与乘法器78的第一输入端连接，乘法器78的第二输入端与加法器52的第二输出端连接，在该输出端，附属值的实部Re输出。乘法器78的输出端一方面与平衡调节器32的输入端连接，另一方面与乘法器80的一输入端连接，乘法器80的第二输入端与延迟时间元件84的输出端连接。乘法器80的输出端则与加法器86连接，由加法器86的第二输入端输入加法器52的复数输出值的虚部。加法器86的输出值是用于使模型参数匹配的失配调整误差Δ。延迟时间元件82、84的输入端与装置44的输出端连接，该输出端输出实因数KR和实去耦因数KE。装置44与信号处理装置2配合，按照下式计算出处理因数KR、KE、Kω和KI：
失配调整误差Δ和Δ‖按照下式给出：
利用本实施例，调整偏差Δ和Δ‖调整不仅能够静态地而且能够动态地完全去耦。
无需对由等式(26)定义的值或对应于等式(25)的值的积分，对失配调整误差Δ和Δ‖的调整在静态下能很好地，在动态下也能足够地去耦。
在这种情况下，由下式：
确定处理因数KR、KE和Kω。
调整误差Δ和Δ‖按照下式给出：
式中：
图8示出一与此相应的实施例的线路框图，该实施例是从图7所示的实施例中除去了下述元件：
延迟时间元件54和66，乘法器50、68和70，积分器72和加法器60和64。
需要注意的是，因为在等式(33)至(41)中，运转数定子频率数ns和转子频率数nr也作为分数的分母中的因数出现，所以这些值在相应的最小值的除法之前需要限定。
通过使用定子电流模空间矢量、定子电流实际空间矢量或相关差分电流空间矢量的整理因数，可以基本上避免了静态传输因数ü转参数转子频率数的依赖。通过使用全部处理因数Kω、KR和KE、KR可以使静态和动态运转条件的传输因数ü具有常数值1，其中对失配调整误差Δ和Δ‖的调整在动态下也可完全去耦。
机译： 用于确定不具有发射器的转子感应电机的角速度的方法和装置，其通过场定向进行操作。
机译： 确定无变送器磁场定向的多相电机转子角速度的方法和装置
机译： 用于确定无变送器磁场定向的多相电机转子角速度的装置和装置
