科里奥利型质量流量计中使用的测量和控制回路

摘要

一种以低成本方式提高测量精度用的科里奥利型质量流量计,该质量流量计包括有一根测量管(4),一个测量子回路和一个激励子回路。在测量管上的设置有两个振动传感器(17、18)和一个振动激励器(16)。振动传感器(17)被分配给测量子回路中的放大器(v1),振动传感器(18)被分配给放大器(v2)。在两个放大器的下流侧设置着相加级(ss1),随后依次为积分级(ig)和相减级(ds)。

说明书

本发明涉及科里奥利型质量流量计中使用的测量和控制回路。

已知的这种质量流量计均具有至少一根可以受激产生机械振动的测量管，要被测量的流体由测量管中流过，这种测量管可以是弯曲的，也可以是直的。下面将参考附图1对此作详细说明。

在测量管上设置有至少一个振动激励器和至少两个振动传感器，后者沿流动方向彼此分离的设置。测量管的振动频率与由其材料和尺寸预先确定的机械共振频率非常接近，并且还随着流体的密度变化而变化。换句话说就是，测量管的振动频率并不精确的等于测量管的机械共振频率，而是位于这一频率附近。

两个振动传感器用于产生模拟传感器的输出信号，其频率等于测量管的振动频率，而且两者之间存在有相移。由传感器输出的信号送入至测量子回路，以产生与质量流量成比例的信号。激励子回路用于向振动激励器施加交变能量，其频率通常等于测量管的瞬时振动频率。

美国专利US4801897公开了一种呈模拟锁相回路形式的激励子回路。换句话说就是，这种回路的交变能量频率可以自动的调整为随流体密度变化而变化的瞬时机械共振频率。

常规的测量子回路可以是模拟型的、并且在时间域内运行的回路，诸如由欧洲专利EP-A 698783、或由其相应的、1995年8月14日递交的申请号为S/N 08/514914的美国专利申请所公开的测量回路，以及由美国专利US4895030公开的测量回路等等；也可以为数字型回路，诸如由美国专利US4934196、US4996871、US5052231、US5429002或由欧洲专利EP-A 702212所公开的测量回路等等。

由欧洲专利EP-A698783所公开的测量回路中只有一点——它正处于法律诉讼过程之中——是本发明感兴趣的，即它包含有一个用于控制各传感器的输出信号，使其振幅相等的模拟控制回路。

由美国专利US4895030公开的测量回路建议将由这两个传感器输出的信号得到的相加信号和由这两个传感器输出的信号得到的相减信号，送入至分立的、根据模拟傅立叶变换定律构造的模拟滤波器，随后再由滤波后的信号中获得与质量流量成比例的信号。

由美国专利US5052231公开的测量回路建议将每一个传感器输出信号放大，分别进行去假频滤波操作，然后进行振幅的取样/保持，以及相应的模数转换，最后进行离散的傅立叶变换。可以用微型计算机根据特定的数学计算而形成若干个数字信号，再由这些数字信号中计算出与质量流量成比例的数字信号。在这种处理过程中，控制如上所述的取样/保持用的取样信号的频率，必需要与测量管的机械振动频率的整数倍相等。

由美国专利US5429002公开的测量回路建议对每一个传感器输出的信号进行取样/保持，分别进行模数转换，最后按照最小二乘拟合原理进行数字处理。

在由欧洲专利EP-A 702212公开的测量回路中，是对每一个传感器输出的信号和由其构成的相加信号分别进行去假频滤波，随后分别进行模数转换，带通滤波，最后再进行离散的傅立叶变换。

可以根据特定的计算方法由所形成的数字信号中计算出与质量流量成比例的数字信号。在这儿，控制如上所述的取样/保持用的取样信号的频率也必需与测量管的机械共振频率的整数倍相等。

在上面所说明的各种测量回路中，有关测量管的瞬时共振频率值的信息，即有关其数量值的信息，均是要在回路的模拟侧使用，或是可以由这一侧更方便地加以确定的，因此如果需要的话，还要将这一变化值转换为与质量流量成比例的信号信息或称数字信号，这是不言而喻的。因此可以利用零交点检测器，采用在如上所述的美国专利US5429002中所建议的设置方法，确定出瞬时共振频率。

然而，由美国专利US4934136、US4996871公开的测量回路并不属于此类，它们的频率信息是由数字侧产生的。在这些测量回路中，对每一个传感器输出的信号进行去假频滤波，随后分别进行取样/保持，模数转换，最后再进行离散的傅立叶变换。

可以根据特定的计算方法由微型计算机形成的数字信号中计算出与质量流量成比例的数字信号。因此，控制如上所述的取样/保持用的取样信号的频率不需要再与——象前述的那样——测量管的机械共振频率的整数倍相等，而是可以自由加以选择的。

通过用微型计算机确定经过傅立叶变换后的数字信号的能量谱的最大值，以及属于该最大值的、与共振频率相等的频率的方式，便可以获得有关测量管的机械共振频率的瞬时值的信息。

虽然美国专利US4934196、US4996871公开了具有大量的数字回路的科里奥利型质量流量计，但是仅对模拟激励回路参考其附图4进行了说明。

如上所述，在先技术所进行的各种努力，均是为了改进测量精度和/或改进对干扰机械振动的不灵敏度，和/或改进对电磁干扰信号的不灵敏度，如果举例来说，这种干扰机械振动可能是由安装有质量流量计的管线产生的，或是由于其机械设置方式产生的，

然而，本发明人的研究结果表明，根据上述在先技术构造的质量流量计并不能满足当前市场上对所预期的精度的要求。

这一精度在很大程度上是由如上所述的、在被测量得到的传感器输出信号之间的相移的精度决定的。目前已经证明，采用在先技术中使用的离散傅立叶变换方式来改进相移的测量精度是不合适的。

其主要原因在于，包含在传感器输出信号中的干扰信号并不可能用傅立叶变换方式给予适当的抑制。更准确的说，只有当取样信号的频率与干扰信号的频率相吻合时，才有可能进行抑制。

而且还需要使取样信号频率与测量管的振动频率相吻合的精度尽可能的高，这将需要巨大的投入。

目前还已经证明，根据上述的最小二乘拟合原理来测量相移，对于科里奥利型质量流量计也是不合适的，其原因与上述的相类似。

因此，本发明的一个目的就是进一步改进科里奥利型质量流量计的精度，而且如上所述，这一点是特别通过提高对传感器输出信号的相移的测量精度来实现的。而且无论如何，这样作都可以以尽可能降低成本的方式实现。

为了解决上述的种种问题，本发明构造了一种在具有质量流量传感器的科里奥利型质量流量计中使用的测量和控制回路，该质量流量传感器具有至少一根测量管：要被测量的流体在其中流过，在运行时，在由材料以及尺寸预先确定了的振动频率下振动，该频率还将随着流体的密度变化而变化，并且等于该测量管的瞬时机械共振频率，或与这一频率相接近，其上设置有第一和第二电磁振动传感器，两个振动传感器沿流体流动方向彼此分开，并且还设置有一个振动激励器，

该测量管由一个支撑框体或支撑管包围，

该回路具有一个测量子回路，包括有：一个具有不变的增益的第一放大器，用于放大第一振动传感器输出的信号，一个具有增益控制输入端子的第二放大器，用于放大第二放大器输出的信号，一个第一相加级，用于处理第一和第二放大器输出的信号，一个积分级，配置在第一相加级之后，并且输出相对于第一相加级输出信号的相移为90°的信号，一个相减级，用于处理第一和第二放大器输出的信号，一个设置在积分级之后的第一模数转换器，一个设置在相减级之后的第二模数转换器，一个设置在第一放大器之后的第三模数转换器，一个时钟振荡器，用于产生使三个模数转换器的时钟同步用的取样信号，一个数字信号处理器，配置在第一、第二和第三模数转换器之后，用于在第一输出端子处产生数字型质量流速信号和/或在第二输出端子处产生数字型密度信号，以及在第三输出端子处产生增益控制信号，该增益控制信号馈入一个第一数模转换器，后者的输出端子与第二放大器的增益控制输入端子相连接，

该回路具有还一个激励子回路，包括有：

一个数字信号发生器，具有：一个频率控制输入端子，一个振幅控制输入端子，一个用于数字激励信号的第一输出端子，一个用于第一数字正弦信号的第二输出端子，一个用于第一数字余弦信号的第三输出端子，一个用于代表着瞬时振动频率的数字信号的第四输出端子，后者与数字发生器的输入端子相连接，

一个数字频率控制器，具有：一个与数字信号发生器的第二输出端子相连接的第一输入端子，一个与数字信号发生器的第四输出端子相连接的第二输入端子，一个与数字信号发生器的频率控制输入端子相连接的输出端子，

一个第一数字型振幅控制器，具有：一个与数字信号发生器的第五输出端子相连接的第一输入端子，一个用于接收数字振幅设定信号的第二输入端子，一个与数字信号发生器的振幅控制输入端子相连接的输出端子，

一个第二数模转换器：配置在数字信号发生器的第一输出端子的后面，驱动馈给振动激励器信号的模拟信号输出单元。

根据本发明的第一变形构成方式，该数字信号发生器还可以包括有：

第一、第二和第三数字带通滤波器：分别配置在第一、第二和第三模数转换器之后，具有相同的结构构成，它们的低频截止频率比测量管所产生的最低频率还要低些，高频截止频率比测量管所产生的最高频率还要高些，用于传送包含着数字信号的输出信号，其中的数字信号代表着瞬时机械振动频率的值，

一个第一数字型振幅测量级：配置在第三带通滤波器之后，具有一个产生输出信号用的输出端子，该输出信号在第三带通滤波器的输出信号保持不变时也保持不变，并且与这一振幅相等，

一个设置在第一带通滤波器之后的第一数字式90°相移和归一化处理级，

一个设置在第三带通滤波器之后的第二数字式90°相移和归一化处理级，

一个数字型相位计，具有：一个位于第一数字型振幅测量级之后的第一输入端子，一个位于第二带通滤波器之后的第二输入端子，一个位于第二90°相移和归一化处理级之后的第三输入端子，

一个第二数字型振幅控制器，具有：一个位于第一90°相移和归一化处理级之后的第一输入端子，一个与第二带通滤波器的输出端子相连接的第二输入端子，一个与第一数模转换器的输入端子相连接的输出端子，

一个用于计算质量流速信号和/或密度信号的数学运算级，具有：一个与相位计的输出端子相连接的第一输入端子，一个与数字信号发生器的第四输出端子相连接的第二输入端子，一个用于获取数字型质量流速信号的第一输出端子，一个用于获取数字型密度信号的第二输出端子。

根据本发明的第二变形构成方式，该第二变形构成方式也可以是在第一变形构成方式基础上进一步的一种变形构成方式，这种质量流量传感器还可以包括有用于测量测量管的温度用的第一温度传感器和用于测量支撑管或支撑框体的温度的第二温度传感器，而且该测量和控制回路还进一步包括有：

第一和第二参考电阻，

一个第二相加级，后者的第一输入/输出通路设置在第一放大器和第三模数转换器之间，

一个配置在一个电阻之前的发生器，用于产生其频率在一个或几个测量管所产生的振动频率的范围之外的模拟正弦信号，

一个进行开关用的多路调制器，它以周期性的方式由时钟振荡器控制第一和第二温度传感器，以及第一和第二参考电阻至第二相加级的第二输入端子开关时间，从而形成为由电阻器构成的分压器，

一个窄通带的第四带通滤波器，位于第三模数转换器的输出端子之后，而且其通路频带包括着这一模拟正弦信号的频率，

一个第二数字型振幅测量级，具有：

一个位于第四带通滤波器之后的信号输入端子，

一个产生数字信号用的输出端子，该数字信号在第四带通滤波器的输出信号的振幅保持不变时也保持不变，并且与后者的振幅相等，

一个温度信号分离级，具有：

一个与第二数字型振幅测量级的输出端子相连接的信号输入端子，

一个与时钟振荡器的输出端子相连接的控制输入端子，

一个用于输出数字信号的、并且与数学运算级的第三输入端子相连接的第一输出端子，该数字信号代表着由第一温度传感器测量得到的温度，

一个用于输出数字信号的、并且与数学运算级的第四输入端子相连接的第二输出端子，该数字信号代表着由第二温度传感器测量得到的温度，

而且可以由第一输出端子处获取温度补偿后的数字型质量流速信号，由第二输出端子处获取温度补偿后的数字型密度信号。

根据本发明的第三变形构成方式，它在第二变形构成方式的基础上进一步增加的特征包括有：

一个第三相加级，它的第一输入/输出通路位于相减级和第二模数转换器之间，其第二输入端子与多路调制器的输出端子相连接，

一个第五带通滤波器，它与第二模数转换器的输出端子相连接，其构成与第四带通滤波器的构成相同，

一个第三数字型振幅测量级，其输入端子位于第五带通滤波器之后，

一个非对称测量级，具有：

一个与第三振幅测量级的输出端子相连接的被除数输入端子，

一个与第二振幅测量级的输出端子相连接的除数输入端子，

一个与相位计的第四输入端子相连接的输出端子。

本发明的一个优点是使得有关在两个传感器输出的信号之间的相移的精度，可以按上述的方法进行测量，所以可以相对于上面所说明的各种在先技术的设置方式获得重大的改进。类似地，对由上述管线所产生的干扰频率的不灵敏度，也可以比在先技术中的种种设置方式高得多。

本发明的另一个优点是使得有关一个或几个测量管的瞬时振动频率的信息，可以在测量和控制回路中的数字型部分中自动的加以利用，其原因在于激励子回路几乎全部由数字型回路构成，从而不是象在先技术所说明的那样，必需仅仅由传感器输出的信号形成，这一点将在下面给予详细说明。

下面参考附图，借助最佳实施例更详细的说明本发明和它所具有的其它优点。

图1为表示一种具有一根测量管的质量流量计中的质量流量传感器的部分剖开了的纵向剖面图。

图2为表示诸如图1所示的质量流量计的测量和控制回路的示意性方框图。

图3为表示作为如图2所示的回路的一个实施例的示意性方框图。

图4为表示作为如图2和图3所示的回路的第一变形实施例的示意性方框图。

图5为表示更详细的描述如图4所示的测量和控制回路的功能的示意性方框图。

图6为表示振幅测量级的一种最佳设置的示意性方框图。

图7为表示90°相移和归一化处理级的一种最佳设置的示意性方框图。

图8为表示相位计的一种最佳设置的示意性方框图。

图9为表示频率控制器的一种最佳设置的示意性方框图。

图10为表示第一振幅控制器的一种最佳设置的示意性方框图。

图11为表示数字信号发生器的一种最佳设置的示意性方框图。

图12为表示第二振幅控制器的一种最佳设置的示意性方框图。

图13为表示温度信号热绝缘级的一种最佳设置的示意性方框图。

图14为表示非对称测量级的一种最佳设置的示意性方框图。

图1示出了质量流量计中的质量流量传感器1的部分剖开了的纵向剖面图。这种流量计适用于使用根据本发明构造的测量和控制回路，并且可以通过诸如凸缘2、3嵌入至给定直径的管线中，要被测量的流体从管线中流过，但在这儿为了简明起见而没有示出。

如图1所示的质量流量计具有一根直的测量管4，其流体输入侧的端部通过诸如设置在流体输入侧的端部板13固定在凸缘2上，流体输出侧的端部通过诸如设置在流体输出侧的端部板14固定在凸缘3上。测量管4可以紧紧适配在端部板13、14上，特别是可以按真空紧固方式实施这一适配，还可以象后面所述的美国专利US5610342所建议的那样，采用诸如熔接、焊接或轧接方式实施适配。

本发明的测量和控制回路还适用于具有一根测量管的科里奥利型质量流量传感器，后者可以具有一个根据1996年12月16日和1997年1月21日递交的美国专利临时申请S/N 60/32906和60/036192以及同样尚未授权的、1997年9月30日递交的美国专利非临时申请构造的悬臂式质量块。

质量流量计中的质量流量传感器也可以不采用一根直的测量管，而是采用在一个平面上伸延的简单弯曲的测量管，如果举例来说，这种测量管的形状可以为一个圆形的一部分，就象美国专利US5705754所公开的那样。

如果需要的话，还可以采用如美国专利US4793191所公开的那种采用一组直的测量管的构成方式，包括其中特别推荐的、呈两个直的测量管形式的构成方式，或是采用如美国专利US4127028所公开的那种采用一组弯曲的测量管的构成方式，包括其中特别推荐的、呈两个弯曲的测量管形式的构成方式。

而且本发明的测量和控制回路还适用于如美国专利US5531126所公开的那种具有一根测量管和一根对偶管的质量流量传感器。

本发明的测量和控制回路还适用于如美国专利US5557973和欧洲专利EP-A 763720号所公开的那种质量流量传感器至少具有一根螺旋形的测量管的质量流量计。

凸缘2、3和端部板13、14均安装在支撑管15上和支撑管15内。正如图1所示，凸缘2、3是由螺钉固定在支撑管15上的，其中的一个螺钉5已经示出在图面的右侧。端部板13、14被紧密的熔接或焊接在支撑管15的内壁上，特别是它可以呈真空紧固适配状态。然而也可以将支撑管15和端部板13、14设置在一个部件上。

如果举例来说，用于使测量管4产生振动、特别是产生共振振动的组件可以是电磁振动激励器16，所产生的共振最好是挠曲共振而且振动激励器16最好被配置在凸缘2、3和端部板13、14的中间，并且位于支撑管15和测量管4之间。振动激励器16包括有安装在测量管4上的永久磁铁161和安装在支撑管15上的线圈162，而且永久磁铁161嵌入在线圈162中，可以向前、后移动。还可以采用一个支撑机架来替代支撑管。

正如图1所示，振动激励器16可以使测量管4在图示的平面内产生挠曲振动，从而在这一平面内产生会影响上述的相移的科里奥利力。

用于使测量管4振动的第一和第二振动传感器17和18配置在测量管4和支撑管15之间。振动传感器17和18最好分别配置在端部板13、14与振动激励器16之间的、距激励器的距离为相等的位置处，该位置也可以称为距测量管4的中部为等距离的位置。

在本发明的非对称模式中，是将振动传感器17和18配置在距测量管4的中部为不同的给定距离处，或是使彼此间的敏感度具有给定的差异，以便可以用后续的放大器对传感器输出的信号进行补偿，这一点将在下面作进一步说明。

振动传感器17和18为电磁型振动传感器，且包括有安装在测量管4上的永久磁铁171和181，以及分别安装在支撑管15上的线圈172和182，永久磁铁171和181分别配置在线圈172和182之中，并且可以前、后移动。振动传感器17和18用于分别产生模拟信号x17和x18。

安装在端部板13处的第一温度传感器19用于产生代表着测量管处的瞬时温度的模拟信号。安装在支撑管15上的第二温度传感器20用于产生代表着支撑管15处的瞬时温度的模拟信号。通过诸如粘接等等方式安装在端部板13和支撑管15上的铂电阻最好采用温度敏感型电阻。

图1中还示出了一个固定在支撑管15上的壳体21，它主要用于保护连接着振动激励器16和振动传感器17、18的导线，但为了简明起见，在图中并没有示出这些导线。

壳体21具有一个颈形过渡区域组件22，它固定在部分示出的电子组件用壳体23上，并且用于保持住质量流量计的全部测量和控制回路。

过渡区域组件22和电子组件用壳体23会受到支撑管15共振所带来的不利影响，所以它们被分开地配置在质量流量传感器1上。在电子组件和质量流量传感器1之间仅有一根连接导线。

图2为表示如上所述的具有测量管振动组件的质量流量计中使用的测量和控制回路的示意性方框图。这种测量和控制回路包括有一个测量子回路和一个激励子回路。由于测量子回路产生的信号是激励子回路运行时所必需的，所以下面先说明所提到的第一个子回路。

振动传感器给出的两个信号中的一个被提供至具有不变设备增益的第一放大器v1的输入侧；在图1中，这一信号为第一振动传感器17给出的信号x17。该第一放大器v1将产生一个输出信号V1。第二振动传感器18给出的信号x18输入至第二放大器v2的输入侧，第二放大器v2还具有增益控制输入端子，即其增益是可变的；在这儿使用的增益控制方式将在下面给予说明。第二放大器v2将产生一个输出信号V2。

在放大器v1、v2的后面设置有一个第一相加级ss1，用于处理第一放大器的输出信号和第二放大器的输出信号。该第一相加级ss1输出的信号供给至积分级ig的输入端子，后者的输出信号相对于第一相加级ss1的输出信号具有90°的相移。

在放大器v1、v2的后面还设置有相减级ds，并且将第一放大器v1的输出端子与相减级ds的被减数输入端子相连接，将第二放大器v2的输出端子与相减级ds的减数输入端子相连接。

由在这儿已经说明过的测量子回路部分处理的是模拟信号，因此它为模拟回路。

在积分级ig后面配置着第一模数转换器aw1，在相减级ds后面配置着第二模数转换器aw2，在第一放大器v1后面配置着第三模数转换器aw3。

时钟振荡器c1用于产生使三个模数转换器aw1、aw2、aw3的时钟同步用的取样信号，其频率、即取样频率与一个或几个测量管的振动频率并不一致，换句话说就是，它并不是该振动频率的整数倍数或整数个数。

因此，这一取样频率可以选取的相当高，以至于对于所产生的最高的振动频率，也不需要在模数转换器aw1、aw2、aw3的前面设置模拟型去假频滤波器；因此本发明完全取消了这些去假频滤波器。

数字信号处理器dp具有三个输入端子，一个与第一模数转换器aw1相连接，一个与第二模数转换器aw2相连接，一个与第三模数转换器aw3相连接，并且可以给出数字型质量流速信号m和/或数字型密度信号d，其中数字型质量流速信号m在第一输出端子处给出，数字型密度信号d在第二输出端子处给出。

数字信号m、d可以按常规方式转换为模拟信号，因为它们在计量方面是标准化了的。如果举例来说就是，数字信号m、d可以被转换为其电流强度在4mA至20mA范围内变化的直流电流，而且这一电流强度与测量到的质量流速成比例，或与测量到的密度成比例；也可以被转换为脉冲信号，而这一脉冲信号的频率与测量到的质量流速成比例，或与测量到的密度成比例。

在数字信号处理器dp的第三输出端子处产生有数字型增益控制信号v。该信号输入至第一模数转换器aw1，并被转换为模拟增益控制信号V。当存在有模拟增益控制信号V时，第一数模转换器dw1的输出端子将与第二放大器v2的增益控制端子相连接。

这样便可以通过使第二放大器v2的输出信号的振幅与第一放大器v1的输出信号的振幅相等的方式，形成一个控制回路。

上述的激励子回路包括有一个数字信号发生器dg，后者具有一个频率控制输入端子和一个振幅控制输入端子。而且该数字信号发生器dg还具有用于给出一个数字型激励信号的第一输出端子a1，用于给出一个第一数字型正弦信号sn1的第二输出端子a2，以及用于给出一个第一数字型余弦信号cs1的第三输出端子a3。

这一数字信号发生器dg的第四输出端子a4用于给出反映着瞬时振动频率的数字信号，并且与该数字信号处理器dp的输入端子相连接。

数字型频率控制器fr具有一个第一输入端子，一个第二输入端子和一个输出端子。其中的第一输入端子与数字信号发生器dg的第二输出端子a2相连接，以便由数字信号发生器dg向这一第一输入端子提供第一数字型正弦信号sn1。数字型频率控制器fr的第二输入端子与数字信号处理器dp的第四输出端子相连接，输出端子与数字信号发生器dg的频率控制输入端子相连接。

第一数字型振幅控制器ar1具有第一和第二输入端子和一个输出端子。其中的第一输入端子与第一带通滤波器bp1的输出端子相连接。第二输入端子接收数字型振幅设置信号am，该信号为使用者对质量流量计进行设定时用的信号，并且可以作为上述的一个或几个测量管的机械性质的函数而加以设定。

第一数字型振幅控制器ar1的输出端子与数字信号发生器dg的振幅控制输入端子相连接。因此由数字信号发生器dg的第一输出端子a1给出的信号的振幅可以由使用者确定，并且在确定之后即保持不变。

如上所述，在数字信号发生器dg的第一输出端子a1后面设置着第二模数转换器aw2，后者驱动着一个模拟输出级1s，而模拟输出级1s的输出信号x16供给至一个振动激励器，如果举例来说，这一振动激励器可以为如图1所示的振动激励器16。

图3为表示作为如图2所示的数字信号处理器dp的一个最佳实施例的示意性方框图。第一带通滤波器bp1配置在第一模数转换器aw1之后，第二带通滤波器bp2配置在第二模数转换器aw2之后，第三带通滤波器bp3配置在第三模数转换器aw3之后。

这三个带通滤波器bp1、bp2、bp3是相同的，因此具有相同的结构构成，它们均具有低频截止频率和高频截止频率，而且其低频截止频率比一个或几个测量管所产生的最低频率还要低些，高频截止频率比一个或几个测量管所产生的最高频率还要高些。

在一个方面，由低频截止频率和高频截止频率限定的带通滤波器的频带宽度还是测量管的机械结构的函数，即它们的长度、直径、壁厚度和构造用的诸如钢、钛或是锆等等的材料等等均对这一频带宽度的确定起着作用。在另一个方面，所要测量的流体和它的密度也影响着这一频带宽度。

对于测量管的特定尺寸以及要采用特定的科里奥利型质量流量计实施测量的流体来说，这一频带宽度是固定的，因此三个带通滤波器bp1、bp2、bp3的低频截止频率和高频截止频率也可以是已知的。

由于传感器的信号频率与一个或几个测量管的瞬时振动频率是相等的，所以三个带通滤波器bp1、bp2、bp3的输出信号中均包含着代表瞬时振动频率的频率值用的一定的数字型信号。

在第三带通滤波器bp3后面设置的是第一数字型振幅测量级dd1的信号输入端子，该第一数字型振幅测量级dd1的输出数字信号在第三带通滤波器bp3的输出信号保持不变时也保持不变，并且与这一振幅相等。因此，第一数字型振幅测量级dd1具有作为使输出信号的振幅等于输入信号的振幅的数字处理单元的功能。一般说来，在这儿所称的振幅应理解为周期性变化着的信号中的最大正向值。

数字型相位计pm具有第一、第二和第三输入端子e1、e2、e3。其中的第一输入端子e1与第一数字型振幅测量级dd1的输出端子相连接，第二输入端子e2与第二带通滤波器bp2的输出端子相连接，第三输入端子e3与第三带通滤波器bp3的输出端子相连接。

第二数字型振幅控制器ar2具有一个与第一数字式90°相移和归一化处理级ps1的输出端子相连接的第一输入端子。第二数字型振幅控制器ar2的第二输入端子与第二带通滤波器bp2的输出端子相连接。上述的数字型增益控制信号v产生在第二数字型振幅控制器ar2的输出端子处。

第一数学运算级rs1用于计算流经测量管的流体的质量流速M和/或密度D，并且具有与相位计pm的输出端子相连接的第一输入端子。上述的数字型质量流速信号m可以由数学运算级rs的第一输出端子处获得，而上述的数字型密度信号d可以由其第二输出端子处获得。

图4为表示用于质量流量传感器的测量和控制回路的第一变形例的示意性方框图，其中的质量流量传感器具有用于测量测量管温度用的第一温度传感器19和用于测量支撑管温度用的第二温度传感器20。而且还配置有非热敏型的第一和第二参考电阻29、30。第二相加级ss2的第一输入/输出通路设置在第一放大器v1和第三模数转换器aw3之间。

在电阻R的前面配置有发生器sg，该发生器用于产生其频率在一个或几个测量管所产生的振动频率的范围之外的模拟正弦信号。这一模拟正弦信号可以由电阻R的不与发生器sg相接的端子处获得。

多路调制器mx由时钟信号发生器cm实施控制，并且通过第一和第二温度传感器19、20以及第一和第二参考电阻29、30周期性的开关第二相加级ss2的第二输入端子的方式实施控制，因此可以形成包括有电阻R的分压器。

采用这种构成方式，温度传感器19、20和参考电阻29、30将依次的和暂时的与电阻R相互连接，以形成分压器R-19、R-20、R-29、R-30。它们与电阻R的连接点就是这类分压器上的中间抽头，用于开关切换由多路调制器mx至第二相加级ss2的第二输入端子间的连接。

因此，第二相加级ss2的第二输入端子将周期性的依次接收四个模拟正弦信号，其中一个的振幅随测量管处的温度变化而变化，一个的振幅随支撑管处的温度变化而变化，一个的振幅与温度变化无关，而仅随电阻R、29的阻值变化而变化，一个的振幅与温度变化无关，而仅随电阻R、30的阻值变化而变化。

第三模数转换器aw3的输出端子后接着窄带通的第四带通滤波器bp4，后者的带通频率包含着模拟正弦信号的频率。

虽然这些模拟正弦信号是通过第二相加级ss2叠加在放大了的传感器输出的信号x17上的，但是这一信号将被第四带通滤波器bp4抑制，从而使得仅有代表着这四个模拟正弦信号的数字信号可以出现在其输出端子处。

与此相对比的是，这四个模拟正弦信号将被第三带通滤波器bp3抑制，从而使得仅有代表着放大了的传感器输出的信号x17的数字信号可以出现在其输出端子处。

在第四带通滤波器bp4后面连接着的是第二数字型振幅测量级dd2的信号输入端子，其输出的数字信号在第四带通滤波器bp4的输出信号的振幅保持不变时也保持不变，并且与后者的振幅相等。

因此，第二数字型振幅测量级dd2将周期性的依次产生四个分别代表着如上所述的四个模拟正弦信号的数字化了的振幅的数字信号。

第二数字型振幅测量级dd2的一个输出端子与温度信号分离级tt的信号输入端子相连接，而后者的控制输入端子与时钟信号发生器cm的一个输出端子相连接。

在温度信号分离级tt的第一输出端子处产生有代表着由第一温度传感器19测量得到的温度的数字信号，并且与数学运算级rs的第三输入端子相连接。

在温度信号分离级tt的第二输出端子处产生有代表着由第二温度传感器20测量得到的温度的数字信号，并且与数学运算级rs的第四输入端子相连接。

温度补偿后的数字型质量流速信号m’可以由数学运算级rs的第一输出端子处获得，温度补偿后的数字型密度信号d’可以由其第二输出端子处获得。

在如图4所示的回路中，数字信号发生器dg除了产生第一数字型正弦信号sn1和第一数字型余弦信号cn1之外，还在第五输出端子a5处产生第二数字型正弦信号sn2，在第六输出端子a6处产生第二数字型余弦信号cn2。这两个信号sn2、cn2的频率与由正弦信号发生器sg产生的模拟正弦信号的频率相等。

图5示出了如图4所示的测量和控制回路的一个变形例的示意性方框图。第三相加级ss3的第一输入/输出通路设置在相减级ds和第二模数转换器aw2之间。第三相加级ss3的第二输入端子与多路调制器mx的输出端子相连接。

第五带通滤波器bp5与第二模数转换器aw2的输出端子相连接，而且其构成与第四带通滤波器bp4相类似。代表着如图3所示的四个模拟正弦信号的四个数字信号将产生在第五带通滤波器bp5的输出端子处。

在第五带通滤波器bp5的后面连接着第三数字型振幅测量级dd3，后者的功能与如图4所示的第二数字型振幅测量级dd2的功能相同。

第三数字型振幅测量级dd3的输出端子与非对称测量级ns的第一输入端子相连接，后者的第二输入端子与第二数字型振幅测量级dd2的输出端子相连接。非对称测量级ns的输出端子与相位计pm的另一个信号输入端子相连接。

在模数转换器aw2、aw3之间存在着非对称性，连接在它们前面的模拟级由非对称测量级ns以补偿的方式实施处理，而且这些处理单元位于信号流动的前方侧。

图6为表示根据本发明构造的振幅测量级的一种最佳设置的示意性方框图。要测量其振幅的信号被送入至第一乘法器mp1的第一输入端子处和第二乘法器mp2的第一输入端子处。在如图3至图5所示的、使用第一数字型振幅测量级dd1的场合中，第三带通滤波器bp3将给出这一输出信号，在如图4和图5所示的、使用第二数字型振幅测量级dd2的场合中，第四带通滤波器bp4将给出这一输出信号，而在如图5所示的、使用第三数字型振幅测量级dd3的场合中，第五带通滤波器bp5将给出这一输出信号。

在使用第一数字型振幅测量级dd1的场合中，由如图2至图5所示的数字信号发生器dg产生的第一数字型正弦信号sn1，被供给至第一乘法器mp1的第二输入端，由数字信号发生器dg产生的第一数字型余弦信号cn1被供给至第二乘法器mp2的第二输入端。

与此相对应的是，在使用第二和第三数字型振幅测量级dd2、dd3的场合中，由如图4和图5所示的数字信号发生器dg产生的第二数字型正弦信号sn2被供给至第一乘法器mp1的第二输入端，由数字信号发生器dg产生的第二数字型余弦信号cn2被供给至第二乘法器mp2的第二输入端。

第一数字型低通滤波器tp1设置在第一乘法器mp1之后，第二数字型低通滤波器tp2设置在第二乘法器mp2之后。这两个低通滤波器tp1、tp2的高频截止频率远低于一个或几个测量管4所可能会产生的最低的振动频率。

在第一数字型低通滤波器tp1后面还配置有第一平方单元q1，在第二数字型低通滤波器tp2后面还配置有第二平方单元q2。第一平方单元q1给出的输出信号和第二平方单元q2给出的输出信号由加法器ad实施叠加。

加法器ad的输出信号输入至求根处理单元rz，以产生一个数字信号，该数字信号为它的输出信号，并且等于加法器ad输出信号的平方根的两倍，代表着上述各个带通滤波器的输出信号中的、以数字形式出现的振幅。

图7为表示本发明中使用的90°相移和归一化处理级ps1、ps2的一种最佳设置的示意性方框图。如图3至图5所示的第一和第二带通滤波器bp1、bp2的输出信号输入至这两个单元的输入端子，而且这一输入端子也是一个单纯的90°相移部分pt的输入端子。在这一处理单元之后为输入第一正弦信号sn1和第一余弦信号cn1的第四数字型振幅测量级dd4。

第四数字型振幅测量级dd4的输出信号提供至第一数字倒数形成单元rp1，后者用于形成与输入信号相关连的倒数信号。90°相移部分pt的输出信号供给至第三乘法器mp3的第一输入端子，而第一数字倒数形成单元rp1的输出信号供给至第三乘法器mp3的第二输入端子。

由第三乘法器mp3的输出端子给出的信号为一个数字信号，在如图2至图5所示的场合供给至数字型频率控制器fr的第二输入端子，在如图3至图5所示的场合供给至第二数字型振幅控制器ar2的第一输入端子或相位计pm的第三输入端子e3。

由第一数字倒数形成单元rp1进行的归一化处理可以提供出90°相移和归一化处理级ps1、ps2的输出信号，而且其振幅代表着其中的一个的值。

图8为表示使用在本发明中的、具有如上所述的三个输入端子e1、e2、e3的相位计pm的一种最佳设置的示意性方框图。其中的第一输入端子e1与第一数字型振幅测量级dd1的输出端子相连接，第二输入端子e2与第二带通滤波器bp2的输出端子相连接，第三输入端子e3与第二90°相移和归一化处理级ps2的输出端子相连接。

第二输入端子e2还与第一时间延迟级vs1的输入端子相连接，第一时间延迟级vs1的时间延迟与第二90°相移和归一化处理级ps2的时间延迟相等。第一时间延迟级vs1与第四乘法器mp4的第一输入端子相连接，第四乘法器mp4的第二输入端子与第三输入端子e3相连接。

在第四乘法器mp4后面配置着第三低通滤波器tp3，该滤波器的高频截止频率远低于一个或几个测量管4所可能产生的最低振动频率，在第三低通滤波器tp3后面还配置有第一平均值组件mw1。相位差处理单元pd的第一输入端子与第一输入端子e1相连接，这一单元的第二输入端子与第一平均值组件mw1的输出端子相连接。

用于如图5所示的回路的辅助部分还由图8中的虚线所示。加入在第一输入端子e1和相位差处理单元pd的第一输入端子之间的是第五乘法器mp5，第五乘法器mp5的第一输入端子与第一输入端子e1相连接，第二输入端子与第四输入端子e4相连接。而且如上所述，第五乘法器mp5还与非对称测量级ns的输出端子相连接。

通过选择模拟信号的方式可以产生出与两个振动传感器18、19输出的信号x18、x19之间的相位差dφ精确的成比例的数字信号，这一点在开始时已经说明过了，在这儿的小写字母代表着数字型信号。

两个放大器v1、v2的输出信号V1、V2并不是单纯的正弦信号，它还包含着一些干扰信号和直流电压分量/偏置分量等等。当用最一般的方式表述与一个或几个测量管4的中部有关的这两个信号时，有 $>>V>1>=>>U>>17>os>>>+>>U>17>>sin>>(>\Omega t>->\phi >/>2>)>>+>>\Sigma >>n>=>1>>>n>=>N>\; >>U>>17>n>>>sin>>(>>\Omega >n>>t>+>>\alpha >n>>)>>->->->>(>1>)>>>s>$ >>V>2>=>>U>>18>os>>>+>>U>18>>sin>>(>\Omega t>+>\phi >/>2>)>>+>>\Sigma >>n>=>1>>>n>=>N>\; >>U>>18>n>>>sin>>(>>\Omega >n>>t>+>>\beta >n>>)>>->->>(>2>)>>>s>$$

在这两个公式中的各个符号的含义如下：

Ω：          传感器输出信号的角频率；并且有：Ω＝2πf。

f：           传感器输出信号x17和x18的频率。

t：           时间变量。

U_17os、U_18os：传感器输出信号x17和x18和/或放大器v1、

              v2的直流电压偏置分量。

U₁₇、U₁₈：  分别为信号V1、V2中的可变分量的振幅。

φ：          传感器输出信号相对于测量管中部振动的相位漂

              移。

N：           可能有的干扰频率的数目。

n：           数目为N的干扰频率的序列号。

α、β：      第n个干扰频率的相移。

U_17n、U_18n： 第n个干扰频率的振幅。

出现在带通滤波器bp2的输出端子处的数字信号u为：

u～U₁₇-U₁₈＝{(U₁₇-U₁₈)cos(φ/2)}sinΩt

            ±{(U₁₇+U₁₈)sin(φ/2)}cosΩt    (3)

由上式可见，在信号u中不再包含有直流/偏置分量，也不再包含频率f的高倍次项。

如上所述，由于各个传感器输出的信号要由第二数字型振幅控制器ar2控制为相等的振幅，所以包含在公式(3)中的项(U₁₇-U₁₈)cos(φ/2)将被消除。而且由于相同的原因，包含在公式(3)中的项(U₁₇+U₁₈)sin(φ/2)也将被简化为2U₁₇sin(φ/2)。因此公式(3)将变成为：

u～±2{U₁₇sin(φ/2)}cosΩt    (4)

按照类似的方式，可以推导出给出在第二90°相移和归一化处理级ps2的输出端子处的数字信号w为：

w～-cos(Ωt-φ/2)              (5)

用第四乘法器mp4使信号u和w彼此相乘，由于信号u、w是具有自变量为Ωt的正弦信号和余弦信号，所以这一过程也可以被称为混频。

第三带通滤波器bp3的输出信号不再包含有任何的sinΩt项或cosΩt项，因此第一平均单元mp1将在相位计pm的一个输入端子处产生一个为φ的函数的数字信号z：

z≌U₁₇sinφ    (6)

相位计pm的第一输入端子e1接收由第一数字型振幅测量级dd1的输出端子给出的、代表着振幅U₁₇的信号。相位计pm先用U₁₇除以z。然后用形成反正弦函数的方式，由这一目前仅与sinφ成比例的信号中确定出φ。为了获得所需要的较高精度，即使φ为非常小的值，也不应取φ等于sinφ。

图9为表示使用在本发明中的频率控制器fr的一种最佳设置的示意性方框图。第一正弦信号sn1供给至第二时间延迟级vs2，第二时间延迟级vs2的时间延迟与第一90°相移和归一化处理级ps1的时间延迟相等。

第二时间延迟级vs2的输出端子与第六乘法器mp6的第一输入端子相连接，后者的第二输入端子与该90°相移和归一化处理级ps的输出端子相连接。

第六乘法器mp6的输出端子与第四低通滤波器tp4相连接，后者的高频截止频率比一个或几个测量管4所可能产生的最低振动频率要低的多。第一减法器sb1的被减数输入端子与第四低通滤波器tp4的输出端子相连接。

第一减法器sb1的减数输入端子接收着数字信号zr，后者代表着在第一90°相移和归一化处理级ps1的输出信号和数字信号发生器dg的第二输出端子处给出的信号之间的相移，它为所需要的值零。

第一减法器sb1的输出端子与第一PID控制器pi1的输入端子相连接，第一PID控制器pi1的输出端子与数字信号发生器dg的频率控制输入端子相连接。

图10为表示使用在本发明中的第一振幅控制器ar1的一种最佳设置的示意性方框图。第二减法器sb2中的被减数输入端子与第一带通滤波器bp1的输出端子相连接，振幅设置信号am输入至第二减法器sb2的减数输入端子处。

第二减法器sb2的输出端子与第二PID控制器pi2的输入端子相连接，第二PID控制器pi2的输出端子与数字信号发生器dg的振幅控制输入端子相连接。

图11为表示使用在本发明中的数字信号发生器dg的一种最佳设置的示意性方框图。这一发生器的振幅控制输入端子与第一数字振幅控制器ar1的输出端子相连接，并且与第七乘法器mp7的第一输入端子相连接，第七乘法器mp7的输出端子即为数字信号发生器dg的第一输出端子；在这儿给出着驱动第二数模转换器dw2用的数字信号。

正弦信号sn1还供给至第七乘法器mp7的第二输入端子处，第七乘法器mp7将第二数字型振幅控制器ar1的数字型振幅信号与这一正弦信号sn1相乘，以产生出具有固定振幅的信号。

第一数字型余弦信号发生器cg1的频率控制输入端子与第一数字型正弦信号发生器sg1的频率控制输入端子一起连接至如上所述数字信号发生器dg的频率控制输入端子处，后者还与数字型频率控制器fr的输出端子相连接。

在这一输出端子处给出的数字信号是许多与由一个或几个测量管4的瞬时振动角频率精确成比例的、包含着频率信息的信号，并且可以从如上所述的第一数字型正弦信号发生器sg1产生的正弦信号sn1和第一数字型余弦信号发生器cg1产生的余弦信号cn1中获得。因此，这两个信号sn1、cn1总是具有着与一个或几个测量管4的瞬时振动频率相等的频率。这一正弦信号sn1出现在第二输出端子a2处，而信号cn1出现在第三输出端子a3处。

如图11所示，频率控制输入端子还与处理单元kf的输入端子相连接，处理单元kf用于由如上所述的振动角频率信号中产生一个仅包含着与角频率相关连的频率信息的数字信号。

而且在图11中，使用者可以通过设定如上所述的模拟正弦信号发生器sg的频率的方式设定一个数字型信号cg，并将这一信号提供至第二数字型正弦信号发生器sg2的频率控制输入端子和第二数字型余弦信号发生器cg2的频率控制输入端子。如果举例来说，这两个发生器sn2、cn2可以由诸如存储在只读存储器中的正弦或余弦数表等等来实现。

根据这一数字信号cg，第二数字型正弦信号发生器sg2将产生第二数字型正弦信号sn2，第二数字型余弦信号发生器cg2将产生第二数字型余弦信号cn2。因此这两个信号sn2、cn2的频率将总是与模拟正弦信号发生器sg的频率相等。这种正弦信号sn2出现在第五输出端子a5处，而信号cn2出现在第六输出端子a6处。

图12为表示使用在本发明中的第二振幅控制器ar2的一种最佳设置的示意性方框图。第一带通滤波器bp1的输出端子与第三时间延迟级vs3的输入端子相连接，而第三时间延迟级vs3的时间延迟与第一90°相移和归一化处理级ps1的时间延迟相等。

第八乘法器mp8的第一输入端子与第三时间延迟级vs3的输出端子相连接，第八乘法器mp8的第二输入端子与第二时间延迟级vs2的输出端子相连接。在第八乘法器mp8之后配置着第五低通滤波器tp5，后者的高频截止频率远比一个或几个测量管4所可能产生的最低的振动频率低得多。

第二平均值组件mw2配置在第五低通滤波器tp5的后面，其输出端子与第三减法器sb3的被减数输入端子相连接。第三减法器sb3的减数输入端子接收着数字信号ad，该信号代表着两个传感器输出的信号x17和x18之间的差的归一值，即零。

在第三减法器sb3后面配置的是第三PID控制器pi3，后者的输出端子处给出着驱动第一数模转换器dw1用的信号。

图13为表示使用在本发明中的温度信号分离级tt的一种最佳设置的示意性方框图。一个数学运算级ms接收着数字信号rf1和数字信号rf2，它们分别反映着分压器的比率为R-29、R-30时的特定实现方式。

而且数学运算级ms还接收着作为输入信号的、由第二数字型振幅测量级dd2输出的信号，和作为控制信号的、由时钟信号发生器cm给出的信号。当代表着分压器R-29、R-30的中间抽头处的电压的信号出现在输入信号中时，一个与信号rf1、rf2有关的电压/电阻多项式将被存储在相关的RAM中。

如果代表着分压器R-29、R-30的中间抽头处的电压的信号中还包含着温度信息，并且随后出现在输入信号中，则利用辅助的电压/电阻多项式，通过比较的方式便可以确定与这些(电压)信号相关连的电阻信号。这些电阻信号为代表着温度的信号T1、T2。

由时钟信号发生器cm控制着的信号分离器dx可以确保这两个信号T1、T2出现在分离的导线中。

图14为表示使用在本发明中的非对称测量级ns的一种最佳设置的示意性方框图。正如上所述，这一单元的第一输入端子接收由第二数字型振幅测量级dd2给出的输出信号，第二输入端子接收由第三数字型振幅测量级dd3给出的输出信号。

该非对称测量级ns的第一输入端子也作为第三平均值组件mw3的输入端子。非对称测量级ns的第二输入端子也作为第四平均值组件mw4的输入端子，第四平均值组件mw4的输出端子与第二数字倒数形成单元rp2的输入端子相连接。第三平均值组件mw3的输出信号送入至第九乘法器mp9的第一输入端子，第九乘法器mp9第二输入端子与第二数字型倒数形成单元rp2的输出端子相连接。

第九乘法器mp9的输出端子也作为非对称测量级ns的输出端子，并且与如上所述的相位计pm的第四输入端子相连接。第九乘法器mp9的输出信号的数字值代表着非对称现象不出现时的一个值。