用于产生信号波形的沃尔什QPSK片调制设备

摘要

在用户二进制信息码元被扩频调制并传送到另一方的直接序列扩频通信系统中,一种非相干沃尔什QPSK和相干沃尔什QPSK调制方法,其中常规的QPSK PN调制方案中的同相及正交数据的PN扩频序列由特别规则标号的沃尔什序列编码以减小发送信号的包络偏差。而且,在几个用户二进制信息码元被扩频调制每个用户的信息码元由用户规定的不同沃尔什码覆盖并发送到另一方的直接序列扩频信号系统中一种QPSK调制方法,其中使得使用正交PN序列和使用该序列的非的用户数相等,以减小发送信号的包络偏差。

说明书

本发明涉及直接序列扩频通信的PN码片调制设备。

一般地讲，直接序列码分多址(DS-CDMA)是多用户通信方法之一，其中几个用户可使用直接序列扩频(DSSS)技术同时通信，在该技术中，用户数据在与分配给每个用户的唯一码相乘之后被发送。该码的片速率比发送数据速率高几十或几百倍。

对于蜂窝、个人通信业务和无线本地环路应用，已经提出DS-CDMA系统的几种片调制方法。

在具有移动性的无线应用中，对便携终端的重要要求是低成本、低功耗、体积小和重量轻。为了满足低功耗的要求，可使用高效的功率放大器。从业务提供者的观点来看，频谱效率也是一个重要的要求。但是，通常频谱高效的信号具有大的包络偏差。由于在非线性功率放大器(6)的输出的频谱再生，发送信号的大包络偏差导致相邻信道干扰增加和系统性能降低。

对于DS-CDMA便携终端已经提出了具有OQPSK片调制的数据调制的非相干M元正交信令(1993年7月EIA/TIA/IS-95，“双模宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容性标准”)和具有QPSK片调制的QPSK数据调制的相干QPSK数据调制(1994年10月OKI公司建议的宽带CDMAPCS标准)。对于基站的DS-CDMA也已提出了具有QPSK片调制的相干QPSK数据调制(1990年6月美国专利申请号543496，授权号5103456，在CDMA蜂窝电话系统中产生信号波形的系统和方法)。

在具有OQPSK片调制的数据调制的常规非相干M元正交信令中，用户数据的Log₂M比特被变换为M正交二进制序列组的一个元素。分配给用户的两个不同的称为同相和正交PN码的PN码，分别利用选择的二进制序列进行相乘，并且分别输入到常规的OQPSK调制器的同相和正交数据输入端口。对便携终端使用非相干OQPSK  PN调制，由于发送信号的正交分量中半个PN片持续时间的延迟，在该同相和正交分量之间存在一些自身干扰，虽然通常比来自其它用户的多址干扰小得多。

在相干直接序列扩频通信系统中，导频信号应该与该数据信号一起发送，以便通知另一方有关由该数据信号调制的载波的相位信息。通常，该导频信号也是直接序列扩频信号，其中具有逻辑值全零的序列利用PN码扩频。在扩频数据中使用的PN码和扩频导频码元中使用的PN码的相关系数是零或非常低的值，使得另一方可区别导频信号和数据信号。

在具有QPSK片调制的常规相干QPSK数据调制中有三种信道：导频、数据和信令信道。在这个方法中，导频码元、信令码元和用户数据比特分别以相同的PN码扩频。在扩频之后，它们被不同的沃尔什序列覆盖，其中不同的沃尔什序列彼此正交，以便在另一方它们被区别开。导频与数据信号之和以及信令与数据信号之和分别输入到常规的QPSK调制器的同相数据及正交数据输入端口。由于两信号之和，发送信号的包络偏差变得很高。

对便携终端使用具有QPSK片调制的相干QPSK数据调制，该导频与数据信号之和呈现高的包络偏差和大的相位变化。即使由于在基站中功耗不是关键的，发送信号的包络偏差在基站中是小问题，发送信号包络偏差的减小也可能有助于整个系统性能的改善，因为该便携终端可在接收器中使用一个限幅器，以便通过消除必须的接收器AGC链减少该终端的成本(1995年5月IEEE车载技术会刊第2期第220-228页J.Boccuzzi的文章“非线性发送功率放大器的性能评价”)。

本发明的目的是提供称为沃尔什QPSK的QPSK  PN调制的特别情况，可呈现比常规的PN调制方案低的包络偏差和较小的相位变化。

沃尔什片调制使用哈达马(Hadamard)矩阵的两个相邻标号行的异或特性(1969年5月IEEE计算机会刊第457-459页J.L.Shanks的文章“快速沃尔什-富利叶变化的计算”)，其中M维的哈达马矩阵的第i行和第j列(i和j＝0，1，2，…，M-1)上的元素W(i-1，j-1)有一个二进制值0或1。W(2i，j)和W(2i+1，j)的异或变为哈达马矩阵的第2行，对于偶数j它为0，而对于奇数j它为1。

在常规的QPSK调制器中，发送信号是由同相数据输入端口来的输入和由正交数据输入端口来的输入调制的两个载波之和，其载波频率是相同的但是两个载波的相位差为90°。在常规的QPSK片调制中，同相和正交序列输入到常规QPSK调制器的同相和正交输入数据端口，该同相和正交序列是分别以同相PN码乘以同相数据和以正交PN码乘以正交数据的结果。而且在常规OQPSK片调制中，在该正交序列延迟半个PN片之后，同相和正交序列被输入到常规QPSK调制器的同相和正交数据输入端口。

常规的OQPSK片调制的发送信号的相移被限制为90°的原因是因为同相与正交序列之间的半片延迟防止了同时变化它们的极性。

如果分别是哈达马矩阵的第(2i+1)行和(2i+2)行的重复的称为具有标号2i和(2i+1)的沃尔什序列的两个序列被输入到常规QPSK调制器的同相和正交输入数据端口，则我们可限制发送信号的相移为90°，因为从哈达马矩阵的两个相邻标号行的异或特性出发，同相和正交序列不在相同时间改变它们的极性。但是，这个方案不能用于DS-CDMA系统，因为具有不同时延的沃尔什序列之间的相关是很高的，因此，从另外用户来的到达该接收器的具有不同时延的干扰太高了，以至不能同时进行几个用户的通信。因此，我们需要这样的序列，它具有与哈达马矩阵的两个相邻标号行相同的异或特性，并且不同时延的序列之间具有小的相干值。通过将沃尔什序列与一个PN码相乘我们可得到那些序列。该PN码在不同时延的序列间具有小的相关值。通过沃尔什序列与PN码相乘得到的序列也在不同时延的序列间具有小的相关值。经两个相邻沃尔什序列与一个PN码相乘得到的两个序列也具有与哈达马矩阵的两个相邻标号行相同的异或特性。因此，如果分别乘以数据比特的这两个序列输入到常规QPSK调制器的同相和正交数据输入端口，则无需如常规OQPSK片调制那样进行半个片延迟操作，该发送信号的相移也可限制为90°。而且，因为这两个同相和正交序列是正交的，在理想的情况下，可清除发送信号的同相与正交分量之间的自身干扰。

使用哈达马矩阵的两个相邻标号行的异或特性的一种新的相干DS-CDMA QPSK片调制可能会减小在常规相干DS CDMA QPSK片调制中出现的包络偏移和大相移。从该特性中我们知道，W(2i，j)^W(2j+1，j)＝W(2k，j)^W(2k+1，j)＝W(1，j)。这意味着如果W(2i，j)＝W(2k，j)，则W(2i+1，j)＝W(2k+1，j)，而如果W(2i，j)＝W(2k，j)，则(W2i+1，j)＝W(2k+1，j)。当我们分别使用这四个分别是哈达马矩阵的第(2i+1)、第(2i+2)、第(2k+1)和第(2K+2)行的重复的序列作为导频信号的同相及正交序列和数据信号的同相及正交序列，如果导频与数据信号的同相序列之和增加，则导频与数据信号的正交序列之和也增加，而如果导频与数据信号的同相序列之和减小，则导频与数据信号的正交序列之和也减小。当四个序列之一以该序列的逻辑非代替时，例如，四个序列分别是哈达马矩阵的第(2i+1)、第(2i+2)、第(2k+1)和第(2k+2)的逻辑非行的重复，它们分别用于导频信号的同相及正交序列和数字信号的同相及正交序列，则如果导频与数据信号的同相序列之和增加，导频与数据信号的正交序列之和减小，而如果导频与数据信号的同相序列之和减小，则导频与数据信号的正交序列之和增加。这使得发送信号的包络偏差减小。由于在说明非相干QPSK片调制中所述的相同原因，使用乘以PN码的这四个序列，而且用于扩频数据信号的两个序列被乘以用户数据比特。使用这个方法，从沃尔什序列的性质中，我们可得到与信号构象π/4 QPSK类似的信号构象。

为了减小目前在CDMA蜂窝系统中使用的基站的发送信号的包络偏差(1993年7月EIA/TIA/IS-95，“双模宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”)，我们考虑一种新的简单的方法。在这个系统中，每个用户数据比特利用分配给另一方的、能够在接收信号中提取用户数据的唯一沃尔什序列扩频。这个扩频信号分别乘以称为同相和正交PN码的两个PN码。所有用户的同相与正交序列分别相加。所有用户的同相与正交序列之和输入到常规的QPSK调制器的同相及正交数据输入端口。假定在一个基站中只有两个用户信道。由于上面所述的相同原因，以四个序列的是一个序列的逻辑非代替该序列，我们可减小发送信号的包络偏差。例如，当两用户之一的正交序列以该序列的逻辑非代替时，如果两用户的同相序列之和增加或减小，则两用户的正交序列之和减小或增加。因此，可减少发送信号的包络偏差。

本发明以小的包络偏差和小的相移提供显著改善的非相干和相干直接序列扩频片调制。

为了较完全地理解本发明的特性和目的，应该参考下面结合附图的详细叙述，其中：

图1是从哈达马矩阵得到的两个相邻标号沃尔什序列的异或的特性。

图2是非相干沃尔什QPSK片调制设备的方框图。

图3是相干沃尔什QPSK片调制设备的方框图。

图4是基站的相干片调制设备的方框图。

相同的参考字母表示在几个图中的相同部件。

本发明将对照附图详细地叙述。

众所周知，哈达马矩阵可利用以下递归过程产生(1969年5月IEEE计算机会刊第457-459页的J.L.Shanks的文章“快速沃尔什-富利叶变换的计算”)：

H₁＝[0]， $>>>H>2>>=>\begin{array}{}>>>0>>>0>>>>>0>>>1>>>>>,>>>$ >>>H>>2>M>>>=>\begin{array}{}>>>>H>M>>>\underset{}{p}\end{array}$\end{array}$_M表示H_M的二进制补码。矩阵H_M的第(i+1，j+1)元素以W(i，j)表示，则W(2i，j)和W(2i+1，j)的异或等于W(1，j)，如图1所示的。具有标号i的沃尔什序列W_i是第(i+1)行H_M的重复。

图2以方框图表示实施本发明的示例的非相干DS-CDMA沃尔什QPSK调制设备。

在图2中，非相干DS-CDMA沃尔什QPSK调制设备包括一个正交函数编码器100，它通常用于变换用户数据256的几个比特为一组正交序列的一个单元。典型地，64维哈达马矩阵的64行用作一组正交序列(1993年7月EIA/TIA/IS-95，“双模宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”)。则6比特的数据被变换为64个调制码元，它们是由正交函数编码器100变换的64维哈达马矩阵的一行的单元。调制码元和由PN码发生器102产生的PN码在异或门128中组合。典型地，PN码的片速率比该调制码元的码元速率快4倍(1993年7月EIA/TIA/IS-95“双模式宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”)。因此，该调制码元的频谱被扩展了4倍。异或门128的输出的扩频码元和具有由第一沃尔什码发生器104产生的标号2i的沃尔什序列在异或门120中组合。该扩频码元还与具有由第二沃尔什码发生器106产生标号2i+1的沃尔什序列在异或门122中组合。由第一沃尔什码发生器104和第二沃尔什码发生器106产生的码的码元速率与由PN码发生器102产生的码的码元速率是相同的。

分别是异或门120和122输出的同相和正交序列具有二进制值0或1。在这些序列中二进制值0和1在通过第一和第二FIR(有限脉冲响应)滤波器108和110之前在这些FIR滤波器中分别变换为实值1或-1。典型地，第一和第二FIR滤波器108和110具有相同的有限脉冲响应，该有限脉冲响应应满足系统中发送信号的频谱技术规范。第一和第二FIR滤波器108和112的输出值在第一和第二D/A变换器116和118中分别变换为模拟信号之前分别乘以第一和第二增益控制单元112和114的增益。第一和第二D/A变换器116和118输出的这两个模拟信号在第一和第二混频器124和126分别调制两个IF(中频)正交载波。是第一和第二混频器124和126输出的调制两个IF正交载波的频率相加并在上变频器(未示出)上变频为无线电频带通过放大器(未示出)发送到另一方。

由于同相和正交序列的异或操作与两个相邻标号的沃尔什序列的异或操作相同，一次只改变两序列之一的极性。如OQPSK调制那样，如果FIR滤波器的脉冲响应是矩形的并且其持续时间与该输入码元速率相同则发送信号的相移将被限制为90 °。

而且，由于同相和正交序列是正交的，发送信号的同相与正交分量之间没有在常规的O-QPSK片调制中因为分别用于扩频同相和正交数据的两个PN码之间的相关而出现的自身干扰。

在图2中，如果我们选择具有标号0和1的两个沃尔什序列，则由于具有标号0的沃尔什码是由0构成的，不需要存在第一沃尔什码发生器104和异或门120。因此，在这种情况下，异或门128的输出可直接地输入第一FIR滤波器108。如果输入到异或门120和122的两个扩频码元是以PN码发生器102产生的相同PN码扩频的不同用户的信息码元，信号构象点只在该码元边界通过原点的邻近区域。因此，即使在那种情况下，发送信号的相移可被限制为90°，而且除了仅在码元边界之外，我们可获得与非相干沃尔什QPSK相同的信号特性。

在图3中示出实施本发明的相干DS-CDMA沃尔什QPSK片调制设备的示例。在相干通信系统中，导频信号应该与数据信号一起发送到另一方，使得从该导频信号中另一方可知道未调制载波的相位。典型地，在相干的DS-CDMA系统中，该导频信号也是直接序列扩频信号，其中典型地为全零的扩频导频码元的PN码调制具有与扩频数据比特的PN码调制的载波相同的相位的载波。在检测该导频信号之后，另一方能够知道未调制载波的相位。典型地，扩频导频信号的PN码正交于扩频数据比特的PN码。因此，另一方可以从所接收的信号中检测出导频信号。

在图3中，相干DS-CDMA沃尔什QPSK片调制设备包括两个信号发生器：导频信号发生器252和数据信号发生器254。导频信号发生器252以在非相干DS-CDMA沃尔什QPSK片调制设备中使用的完全相同的方法产生同相和正交模拟信号。数据信号发生器254也以在非相干DS-CDMA沃尔什QPSK片调制设备中使用的相同方法产生同相和正交模拟信号，但是在数据信号发生器254中，由第四沃尔什码发生器210产生的沃尔什码是具有标号2i+1的沃尔什序列的逻辑非。在图3中，由于导频码元是全零和具有PN码与导频码元的输入的异或门的输出变为PN码本身，所以没有扩频导频码元。因此导频信号发生器252的输入是由PN码发生器202产生的PN码本身。由控制单元228控制的导频信号的增益和由增益控制单元232及234控制的数据信号的增益被控制，使得导频信号的发送信号功率典型地小于数据信号的发送信号功率6dB。

在加法器244和246中，第一和第二D/A变换器236和238输出的导频同相和正交模拟信号分别加在第三和第四D/A变换器240和242输出的数据同相和正交模拟信号上。加法器244和246输出的同相和正交模拟信号分别调制第一和第二混频器248和250中的两上IF(中频)正交载波。第一和第二混频器248和250输出的两个调制IF正交载波的频率相加并在上变频器(未示出)上变频为射频频带以便通过一个放大器(未示出)发送到另一方。

导频信号发生器252和数据信号发生器254的每个输出的信号构象完全与非相干DS-CDMA沃尔什QPSK片调制中同相和正交模拟信号的构象相同。从相邻标号的沃尔什序列的异或特性中，当第一沃尔什码发生器204产生一个与由第二沃尔什码发生器206产生的码元相同的码元时，第三沃尔什码发生器224产生一个与第四沃尔什码发生器226产生的码元相反的码元。而当第一沃尔什码发生器204产生一个与第二沃尔什码发生器206产生的码元相反的码元时，第三沃尔什码发生器224产生一个与第四沃尔什码发生器226产生的码元相同的码元。因此，当第一和第三D/A变换器236和240分别输出的导频和数据同相模拟信号之和是相长的(Constructive)，第二和第四D/A变换器238和242分别输出的导频和数据正交模拟信号之和是相消的。而当第一和第三D/A变换器236和240分别输出的导频和数据同相模拟信号之和是相消的时，第二和第四D/A变换器238和242分别输出的导频和数据正交模拟信号之和是相长的。为此，被定义为同相和正交模拟信号的平方和的平方根的发送信号包络偏差与常规的相干DS-CDMA片调制设备相比大大地减小了。

如π/4-QPSK调制那样，如果FIR滤波器的脉冲响应是矩形的以及其持续时间与该输入码元速率相同和导频信号的发送功率比数据信号的发送功率小6dB时，这使得发送信号的相移限定为135°。

为了便于说明图3表示了一个示例的相干沃尔什QPSK片调制设备。当四个沃尔什序列发生器204、206、208和210之一产生一个沃尔什序列的逻辑非，而其它三个沃尔什序列发生器产生三个沃尔什序列时，其中四个沃尔什序列具有标号2K、2K+1、2i和2i+1，则能获得发送信号的相同特性。

在图4中，表示出实施本发明的基站中用于一个信道的一个示例的DS-CDMA QPSK片调制设备。

在基站中，有许多CDMA信道，包括导频信道、控制信号信道和用户数据信道。每个信道用每个信道的不同沃尔什码扩频数据分开。在图4中，用户数据304和由沃尔什码发生器316产生的沃尔什码由异或门318组合。由一个信道的沃尔什码发生器316产生的沃尔什码与其它信道的沃尔什码是不同的。异或门318输出的这个扩频码元和由第一PN码发生器300产生的同相PN码在异或门308中进行组合。相同的扩频码元和由第二PN码发生器302产生的正交PN码在异或门310中组合。相同的同相和正交PN码用于每个信道中。异或门308输出的同相序列在通过第一FIR滤波器334、第一增益控制单元342和第一D/A变换器350之后被变换为模拟信号，如在非相干DS-CDMA沃尔什QPSK片调制设备中所进行的那样。异或门310输出的正交序列在馈送到第二FIR滤波器336或在系统控制器的控制下直接加到第二FIR滤波器336之前在开关320上转换到反相器323。反相器320是一个非门。在每个信道中产生的、第一和第二D/A变换器350和352的输出同相和正交模拟信号在调制载波、上变频、放大和发送(未示出)之前分别在同相和正交信号加法器(未示出)中相加。

系统控制器控制每个信道的开关320的方法是使开关320置于位置354中的信道数和开关320置于位置356中的信道数相等。

为了说明这个设备的操作，假定在基站中有两个信道，第一信道的开关320置于位置354，和第二信道的开关320置于位置356。那么，具有第一信道实值(0至1和1至-1)的同相的正常序列分别是D₁W₁PN_I和D₁W₁PN_Q，而第二信道的同相和正交序列分别是D₂W₂PN_I和-D₂W₂PN_Q，其中D、W和PN分别表示数据、沃尔什码和PN码序列，第一和第二信道的两个同相序列的和是(D₁W₁+D₂W₂)PN_I，而第一和第二信道的两个正交序列之和是(D₁W₁+D₂W₂)PN_Q。

因此，如果两个同相序列之和增加，则正交序列之和减少。如果在基站中有许多信道，由于许多信道之和具有接近其平均值的小偏差，这个设备的影响可以被忽略。但是，如在个人通信业务中那样，在基站中有少量的信道，则基站发送信号的包络偏差可减小。基站发送信号的小包络偏差使得便携终端经济有效，因为该便携终端不需要使用附加的技术来线性化所接收的信号。

如上所说明的，由于本发明可以容易地应用于各种直接序列扩频QPSK系列的片调制设备，与使用常规方法的常规系统相比，即使在发送信号时大功率放大器的要求的动态放大范围相对地窄，它也能够提供经济有效的小型系统。

前面的叙述虽然以具有某种程度的特殊性的实施例进行叙述，但它只是本发明原理的例证。应该懂得，本发明不限于这里所公开的和说明的优选实施例。因此，在本发明的范围和精神内可进行的所有合适的变化都将被包括作为本发明的进一步实施例。