从相位调制信号中检测相位差的延迟检波装置

摘要

本发明提供一种延迟检波装置，该装置由下述单元组成：两个采样器1和2、通过对来自上述两个采样器的数据进行分时多路延迟检波而将上述调制信号相位差的余弦分量的一部分和另一部分互相替换输出的延迟检波计算单元3，两个检波后滤波器4、5。两个检波后滤波器4、5，由根据连续输入的三个数据计算出1∶2∶1的加权移动平均值的直线内插滤波器3、5和计算连续输入的k个积分值的积分波滤器36串联而成。

说明书

本发明涉及用于通过数字信号处理对相位调制信号数据进行译码的延迟检波装置。

在以移动通信领域为主的数据传送中，广泛使用相位调制信号的解调延迟检波。之所以利用延迟检波是因为在检测相位调制信号当前符号的时间段和前一符号的时间段的位相差时不易受到作为移动通信特征的衰减现象的影响。所谓符号是发射侧调制对象的发射信息单位。

就延迟检波方法来说，一般是把中频信号与使其只延迟确定数的采样时间的信号相乘。可是近年来随着数字信号处理的普及，已设计出例如特开昭63-153942号公报、实开平2-70542号公报中所记载的那种基带延迟检波装置，由于在基带延迟检波装置中处理信号的频率低，所以更适合利用直接对中频信号进行运算的方法处理数字信号。

下面参照图1说明上述已有的延迟检波装置的一个例子。

图1是已有的基带延迟检波装置的构成例的图。

在图1中，i(t)、q(t)是通过准同步正交检波获得的基带信号，分别表示同相分量和正交分量。即，同相分量i(t)是把接收的调制信号与来自设定在中心频率上的局部发射机的载波相乘而获得的模拟信号，正交分量q(t)是接收的调制信号与从上述载波只移动π/2弧度相位的载波相乘而获得的模拟信号。

21和22是采样器，每隔一定时间T对基带信号i(t)、q(t)进行采样，25、26、27和28是乘法器，29是加法器，30是减法器，这些单元构成了延迟检波计算组件33。另外，31和32是检波后滤波器。

下面说明上述构成的已有延迟检波装置的操作。

首先，取样器21在时刻t＝nT(n是整数，n＝……-1，0，1，2……)中，对基带信号的同相分量i(t)进行采样，生成采样的基带信号的同相数据I(nT)。

该同相数据I(nT)输入给延迟器23和乘法器25。输入给延迟器23的同相数据I(nT)在此只延迟1个符号时间mT而变成延迟同相数据I｛(n-m)T)｝后，输入给乘法器25。在此的m是表示每一个符号时间的采样数目的自然数。

采样基带信号的正交分量在采样器22和延迟器24中也进行与上述同步的相同处理，并变成正交数据Q(nT)和延迟正交数据Q｛(n-m)T｝。

之所以用一个符号获得若干个采样数据I(nT)、Q(nT)是为了使采样器21、22没有必要对包含在调制信号中的符号进行同步采样和便于进行稳定的解调。

上述的同相数据I(nT)和延迟相样数据I｛(n-m)T｝在乘法器25中相乘，各个乘积由加法器29进行相加，变成用以下式1表示的检波数据E1(nT)。(式1)

E1(nT)＝I(nT)*I｛(n-m)T｝+Q(nT)*Q｛(n-m)T｝

以同样的方式，正交数据Q(nT)和延迟同相数据I｛(n-m)T｝在乘法器27中相乘，而同样数据I(nT)和延迟正交数据Q｛(n-m)T｝在乘法器28中相乘，在减法器30中相应地对各个乘积值进行相减，而形成用以下式2表示的检波数据E2(nT)。(式2)

E2(nT)＝Q(nT)*I｛(n-m)T｝+I(nT)*Q｛(n-m)T｝

上述检波数据E1(nT)和检波数据E2(nT)分别相当于相邻两个符号的调制信号的相位差余弦分量和正弦分量。

利用数学式对此进行如下的说明。

设采样的基带信号I(nT)+jQ(nT)的相位为Q1，一个符号前的采样基带信号I｛(n-m)T)+jQ｛(n-m)T｝的相位为Q2。假设有式3的关系。(式3)

I(nT)＝cosθ1

Q(nT)＝sinθ1

I｛(n-m)T｝＝cosθ2

Q｛(n-m)T｝＝sinθ2

于是，相位差(θ1-θ2)的余弦分量和正弦分量根据以下式4和式5分别与检波数据E1(nT)和检波数据E2(nT)一致。(式4)

cos(θ1-θ2)

＝cosθ1cosθ2+sinθ1sinθ2

＝I(nT)*I｛(n-m)T｝+Q(nT)*Q｛(n-m)T｝

＝E1(nT)(式5)

sin(θ1-θ2)

＝sinθ1cosθ2+cosθ1sinθ2

＝Q(nT)*I｛(n-m)T｝-I(nT)*Q｛(n-m)T｝

＝E2(nT)

如上所述，把通过延迟检波运算组件33的向量运算获得的检波数据E1(nT)和检波数据E2(nT)分别输入给检波后滤波器31、32中，在此，通过上述采样器21、22中的采样滤掉产生的不需要的高频波分量，变成解调的基带信号C1(nT)，C2(nT)。最后对相当于邻接符号相位差的发射信息进行译码。

如上所述，已有的延迟检波装置是通过使相位调制的信号数字化后按式4和式5所示进行向量运算而实现延迟检波的。

可是，因为上述已有的延迟检波装置必需较多的硬件，所以在便携式电话机等小型通讯机器上使用是困难的，这是上述已有装置存在的问题。

具体的讲，上述已有的延迟检波装置为了执行向量运算必需两个延迟器23、24，四个乘法器25-28，加法器29、减法器30。因此，在把这些单元作成一个集成电路实现芯片化时，还需要很多门元件，这是困难所在。

鉴于上述已有装置存在的问题，本发明把提供能用小规模电路实现和容易集成电路化的延迟检波装置为目的。    

具体的讲，本发明的目的是提供用小规模电路进行上述向量运算的延迟检波运算组件。

本发明的另一目的是提供既具有滤除高频波性能又可以通过小规模电路实现的检波后滤波器。

为了达到上述目的，本发明的延迟检波装置由第一、第二采样器、延迟检波运算组件以及第一和第二检波后滤波器组成。

所述的延迟检波运算组件又由余弦分量计算单元和正弦分量运算单元组成。

余弦分量计算单元由选择器、延迟器和乘法器组成，对由第一采样器输出的同相数据和比其超前规定符号时间的同相数据的积以及从第二采样器输出的正交数据和比其超前规定符号时间的正交数据的积在各个采样周期内交替反复计算后作为第一检波数据输出。最后分时多路输出构成式4所示已有装置检波数据E(nT)的第一项和第二项(式4的第三行)

正弦波分量计算单元由符号反相器、选择器和乘法器组成，在各个采样周期内交替反复计算正交数据与比其还超前规定符号时间的同相数据的积和同相数据与比其还超前规定符号时间的正交数据的积并作为第二检波数据输出。最后分时多路输出构成式5所示已有装置的检波数据E2(nT)的第一和第二项(式5的第三行)。

另外，第一和第二检波后滤波器是分别根据上述第一和第二检波数据滤掉比相当于上述采样周期的1/4周期频率高的频率分量的部件。因此，来自上述余弦分量计算单元的第一检波数据和上述正弦分量计算单元的第二检波数据通过被各自的第一和第二检波后滤波器变成低通波，而成为与已有装置相同的解调基带信号。

因此，在已有的延迟检波运算组件中必需有两个延时器、四个乘法器、一个加法和一个减法器，而在本发明的延迟检波运算组件中，可以去掉必需带有多个门元件的两个乘法器、一个延迟器、一个加法器和一个减法器，为了代替它们，只需增加仅由少量门元件构成的两个选择器和一个符号反相器。

借此，实现了装有用小规模电路进行上述向量运算的延迟检波运算组件的延迟检波装置。

这样，第一和第二检波后滤波器可以实现把根据连续输入的三个数据按1∶2∶1的加权数算出移动平均值的直线内插滤波器和计算出连续输入的K个数据积分值的积分滤波器串联连接。

因此，实现了最适合本发明的延迟检波运算组件和有不会产生由混淆引起的畸变的高质量检波性能的检波后滤波器。

另外，上述直线内插滤波器可以采用两个由一段延迟器和一个加法器组成的第一平均化滤波器串联结构。而且，在用于该加法器的输入信号配线中，采用使n位数据只退1位的连接方法。

借此，在防止了内部溢出的同时，实现了由不需使用乘法器的简易电路组成的直线内插滤波器。

另外，上述的积分滤波器可以采用把由与上述第一平均化滤波器相同结构的第二平均化滤波器和由两段延迟电路及1个加法器组成的第三平均化滤波器串联连接的结构。并且，在加法器输入信号的配线中采用使n位数据只下降1位的连接方法。

从而能在防止内部溢出的同时，实现由不需使用乘法器的简易电路组成的积分滤波器。

通过以上的延迟检波运算组件和第一、第二检波后滤波器的小型化，使本发明的延迟检波装置作为整体可用小型电路实现，从而容易IC化。另外，只根据判定由上述第一和第二检波后滤波器输出的解调基带信号的正负便可进行可能形成π/4-DQPSK的译码。

另外，上述延迟检波装置还装备有连接在上述余弦分量检出单元与上述第一检波后滤波器之间并把上述第一检波数据和上述第二检波数据相加的加法单元和连接在上述正弦分量计算单元与上述第二检波后滤波器之间并计算上述第一检波数据与上述和二检波数据之差的第一减法单元；上述延迟检波装置的构成可以完成下述功能：上述第一检波后滤波器更换第一检波数据并根据第三加法单元输出的数据处理上述数字信号，上述第二检波后滤波器更换上述第二检波数据并根据上述第一减法单元输出的数据处理上述数字信号。

因此，只根据判定上述第一和第二检波后滤波器输出的解调基带信号的正负就可以对DQPSK进行译码。

图1是表示已有延迟检波装置构成的方框图。

图2是表示本发明第一实施例的延迟检波装置构成的方框图。

图3是表示图2中延迟检波运算组件3的详细构成的方框图。

图4是表示在时刻T-4T内的信号I(nT)，Q(nT)、S1(nT)，S1｛(n-m)T｝，S2(nT)，F1(nT)，F2(nT)的时间关系示图。

图5是表示在时刻T-8T来自延迟运算组件3的检波数据F1(nT)，F2(nT)与已有的延迟检波运算单元33的检波数据E1(nT)、E2(nT)的比较图。

图6A是表示该实施例的延迟检波装置的检波数据F1(nT)的波形图。

图6B是表示在该实施例的延迟检波装置中的解调基带信号D1(nT)的波形图。

图6C是表示在已有的延迟检波装置中检波数据E1(nT)的波形图。

图6D是表示在已有的延迟检波装置中解调基带信号C1(nT)的波形图。

图7是表示图2中检波后滤波器4、5的详细构成的方框图。

图8是表示图7的直线内插滤波器35的详细构成的方框图。

图9是表示图7的积分滤波器36的详细构成的图。

图10中的实线是表示图2的检波后滤波器4、5的频率特性图。

图10中的虚线是表示图9的积分滤波器36的频率特性图。

图11是表示图7的积分滤波器36的其它构成例的方框图。

图12是表示本发明第二实施例的延迟检波装置构成的方框图。

下面参照附图说明本发明一个实施例的延迟检波装置。

(第一实施例)

图2是本发明第一实施例的延迟检波装置的整体结构方框图。

本延迟检波装置从大的方面区分，由两个采样器1、2，延迟检波运算组件3和两个检波后滤波器4、5构成。示在该方框图中的构成与图1所示的已有装置相同。

采样器1在时间T内对基带信号的同相分量i(t)通过进行采样并将其变换成同相数据I(nT)输出给延迟检波运算组件3。

同样，采样器2在周期T内与采样器1同步地对基带信号的正交分量q(t)进行采样并将其变换成正交数据Q(nT)输出给延迟计算组件3。

延迟波运算组件3对这两个采样的基带信号I(nT)和Q(nT)进行分时多路处理，最后进行与上述式1和式2中的向量运算等价的运算。并且将获得的检波数据F1(nT)输入给检波后滤波器，而将检波数据F2(nT)输出给检波器5。

检波后滤波器4、5是低通滤波器，因此可以滤掉由上述采样器1、2采样时产生的不需要的高频分量。具体地讲，通过滤掉以采样频率的1/2整数倍频率(0.5n/T、此处n＝1、2……)为中心产生的边频带，生成解调基带信号D1(nT)、D2(nT)。借此，使相当于包含在调制信号中的相邻符号的相位差的发射信息译码。

另外，示在该图中的各信号I(nT)、Q(nT)、F1(nT)、F2(nT)、D1(nT)、D2(nT)是带符号的8位数据，通过8位总线在各部分间传送。

(延迟检波运算组件)

下面说明延迟检波运算组件3的详细结构和操作。

图3是表示延迟检波运算组件3详细结构的方框图。

这个延迟检波运算组件3是进行分时多路延迟检波运算的电路，由符号反转器14、两个选择器11、12，延迟器13，两个乘法器15、16和分频器17组成。在图2和图3中所示的各构成单元与图中未示出的时钟信号同步地进行如下的操作。

同相数据I(nT)输入给选择器11和符号反转器14。符号反转器把8位数据的同相数据I(nT)的符号位反转后，作为相反的同相数据(-I(nT))输出给选择器12。

正交数据Q(nT)输入给选择器11和选择器12。

分频器17是多谐振荡器，把供给采样器1、2的图中未示出的时钟信号两分频后作为选择信号输出给选择器11、12。

选择器11是双输入单输出的多路选择器，在来自分频器17的选择信号处在高电位时使同相数据I(nT)通过，在低电位时使正交数据Q(nT)通过。即，在上述每个采样周期T内同相数据I(nT)和正交数据Q(nT)交替选择，作为数据S1(nT)输出给延迟器13和乘法器15。

选择器12也是两输入一输出的多路选择器，在来自分频器17的选择信号处在高电位时使正交数据Q(nT)通过，在低电位时，使反转的同相数据(-I(nT))通过，即在上述的每个周期内正交数据Q(nT)与反转的同相数据(-I(nT))交替选择，作为数据S2(nT)输出给乘法器16。

延迟器13是8位m段的移位寄存器，在只把来自选择器11的输出数据S1(nT)延迟1个符号时间后输出给乘法器15、16。

输入给乘法器15的延迟数据S1｛(n-m)T｝和选择器的输出S1(nT)在此相乘变成示于下式6中的检波数据F1(nT)。(式6)

F1(nT)＝S1(nT)*S1｛(n-m)T｝

同样，输入给乘法器16的延迟数据S1｛(n-m)T｝和选择器输出S2(nT)在此相乘变成示于下式7中的检波数据输出F2(nT)。(式7)

F2(nT)＝S2(nT)*S1｛(n-m)T｝

图4是表示在时刻T-4T中上述各信号I(nT)、Q(nT)、S1(nT)、S1｛(n-m)T｝、S2(nT)、F1(nT)、F2(nT)的时间关系图。在此，m＝4，即假设1个符号时间mT为采样周期T的4倍。

在图4中，示出了例如在时刻T中，选择器11的输出数据S1(nT)变成I(T)，延迟器13的输出S1｛(n-m)T｝变成I(-3T)，选择器12的输出数据S2(nT)变成Q(T)，乘法器15的输出F1(nT)变成I(T)*I(-3T)，乘法器16的输出F2(nT)变成I(-3T)*Q(T)。

图5是表示在时刻T-8T中来自延迟检波运算组件3的检波数据F1(nT)，F2(nT)与来自图1所示已有延迟检波运算组件33的检波数据E1(nT)、E2(nT)的比较图。

在此，假设延迟检波运算组件3的采样周期T为已有的延迟检波运算组件33的1/2。这个关系是为了使本发明的延迟检波运算组件3与已有的延迟检波运算组件33能进行相同操作所必需的。因此在延迟检波运算组件3中，每个符号的采样数m是4，而在已有的延迟检波组件33中，每个符号的采样数m为2。

从图5可以清楚发现，本实施例的检波数据F1(nT)每隔一个采样时间交替地等于同相数据的积I(nT)*I｛(n-m)T｝或正交数据的积Q(nT)*Q｛(n-m)T｝。与此相反，已有的检波数据E1(nT)每隔两个采样时间等于同相数据的积I(nT)*I｛(n-m)T｝与正交数据的积Q(nT)*Q｛(n-m)T｝相加的和值。

本实施例的检波数据F2(nT)每隔一个采样时间交替地等于同相数据和正交数据的积I｛(n-m)T｝*Q(nT)或-I(nT)*Q｛(n-m)T｝。与之相反，已有的检波数据E2(nT)每隔两个采样时间等于两个同相数据和正交数据的积I｛(n-m)T｝*Q(nT)与-I(nT)*Q｛(n-m)T｝相加的值。

即，本实施例的检波数据F1(nT)等于把用式1表示的已有检波数据E1(nT)的第一项和第二项错开时间交替输出的数据，同样，本实施例的检波数据F2(nT)等于把用式2表示的已有的检波数据E2(nT)的第一项和第二项错开时间交替输出的数据。

这样，各检波数据F1(nT)、F2(nT)虽然每隔一个采样时间交替地变成等于两种不同的分量，但是，如果当前把注意力只集中在这两种分量之一上，则每隔两个采样时间应输出同一分量，即构成检波数据F1(nT)、F2(nT)的各分量在两个采样时间更新一次频率，与已有的检波数据E1(nT)、E2(nT)的更新速度相等。

最终是本实施例的延迟检波运算组件3与已有的延迟检波运算组件33的动作等价，来自它们的检波数据通过同样的检波后滤波器之后的信号在本实施例与已有的例子中完全相等。这是假设延迟检波运算组件3的采样周期T为已有的延迟检波运算组件33的1/2的理由。

下面说明解调基带信号D1(nT)、D2(nT)产生的原理。

为了便于理解，现在假设已有的检波后滤波器31、32和本实施例的检波后滤波器4、5都是具有同一频率特性的理想的低通滤波器，即是能完全滤掉由采样产生的不需要的高频分量的滤波器。

图6A、图6B、图6C和图6D分别是作为输入检波后滤波器4的输入信号的检波数据F1(nT)的波形，和作为来自该检波后滤波器输出信号的解调基带信号D1(nT)的波形作为已有的检波后滤波器31输入信号的检波数据E1(nT)的波形，作为来自该检波器31的输出信号的解调基带信号C1(nT)的波形。这些波形相当于图5中时刻T-8T中的各信号值。

假设图6A中实线上的O代表同相数据的积I(nT)*I｛(n-m)T｝，虚线上的O代表正交数据的积Q(nT)*Q｛(n-m)T｝。

这样，已有的检波数据E1(nT)变成图6C的O所示那样，因为已有的检波数据E1(nT)是同相数据的积I(nT)*I｛(n-m)T｝与正交数据的积Q(nT)*Q｛(n-m)T｝相加的和值，所以这个结果可以通过把图6A的实线和虚线上同一时刻2T、4，……的值相加获得。

并且，因为检波后滤波器31完全滤掉包含在检波数据E1(nT)中的边频带，所以从该检波后滤波器31输出的解调基带信号C1(nT)只有基频分量，变成图6D中实线上的O所示那样等于原调制波的一个符号间隔的相位差余弦分量的平滑信号。

因为检波后滤波器4与检波后滤波器31具有相同的频率特性，所以可以滤掉包含在检波数据F1(nT)中的全部边频带，从检波后滤波器4输出的解调基带信号D1(nT)最终只具有基频分量，变成如图6B的实线上的O所示那样并等于原调制波的一个符号间隔相位差的余弦分量平滑信号。

图6B的实线与图6D的实线等同，即检波数据F1(nT)通过由检波后滤波器4低通滤波变成与已有装置的解调基带信号C1(nT)等价的解调基带信号D1(nT)。

如上所述，检波数据F1(nT)与检波数据E1(nT)不管是否是彼此不同的波形，在通过同一滤波器后均变成相同的波形信号，其理由如下：

在构成检波数据F1(nT)的两个分量(图6A的实线和虚线)和检波数据E1(nT)之间，在时间轴上有如下的关系。即：(1)这两个分量的和等于检波数据E1(nT)，(2)这两个分量和检波数据E1(n)在相同的频率(0.5/T)被采样，(3)这两个分量在偏移时间T时被采样。

因此，认为检波数据F1(nT)与检波数据E1(nT)之间在频带轴上有下述关系。即这些检波数据F1(nT)、E1(nT)具有基波分量和偶次谐波分量(以频率0.5/T，1.5/T，2.5/T……为中心的边频带)相同，而仅奇次谐波分量(以0.5/T，1.5/T，2.5/T，……为中心的边频带)相异的关系。

根据以上所述，只要检波数据F1(nT)和检波数据E1(nT)被检波后滤波器4、31滤掉全部边频带，则只剩下共同的基波分量，上述数据F1(nT)和E1(nT)最终变成等于原调制波1个符号间隔相位差的余弦分量信号。

另外，根据一个检波数据F2(nT)利用第二检波后滤波器5获得解调基带信号D2(nT)的操作与上述的原理相同。

如以上所述，对图3中所示本实施例的延迟运算组件3与在图1中所示的已有的延迟检波运算组件33的比较表明，其优点不仅是具有这些等价功能，延迟检波运算组件3与延迟检波运算组件33相比还可以用小型电路实现。

即，本实施例的延迟检波运算组件3与已有的延迟检波运算组件33相比，不只是追加了两个选择器11、12，符号反转器14和分频器17，而且不再需要两个乘法器、一个延迟器、一个加法器和一个减法器，以及比乘法器、加法器、减法器、选择器、符号反转器和分频器数量大得多的过去必需有的很多门电路元件。

上述解调基带信号D1(nT)和D2(nT)如上所述那样是与调制信号的一个符号时间间隔的相位差余弦分量和正弦分量分相当的量。因为可以根据这两个信号D1(nT)，D2(nT)确定相位差，所以可以进行任意相位调制信号的译码。

具体的讲，只需分别判定这两个信号D1(nT)、D2(nT)的正负，就可以进行π/4-DQPSK译码。因为对应四种相位差π/4、3π/4、5π/4、7π/4，其它的余弦分量和正弦分量的正负的组合是一一对应的。因此，本实施例的延迟检波装置是最适合π/4-DQPSK的译码。

另外，通过D1(nT)+D2(nT)和D1(nT)-D2(nT)的正负判定可以形成DQPSK的译码，通过只判定D1(nT)的正负形成DBPSK译码，通过只判定D2(nT)的正负可以形成π/2-DBPSK的译码。

(检波后滤波器4、5)

接着，详细说明检波后滤波器4、5的详细构成和滤波器的特性。

图7是表示检波后滤波器4、5的详细构成的方框图。

检波后滤波器4和检波后滤波器5分别具同一构成，从大的区分角度上看由直线内插滤波器35和积分滤波器36组成。

直线内插滤波器45如图8所示那样，由串联连接的两个滤波器40、45组成。

滤波器40和滤波器45彼此具有相同的结构。

41、46是进行一个采样时间延迟的寄存器，42、43、47、48是1/2系数乘法单元，44、49是加法器。而系数乘单元42、43、47、48不是逻辑电路，而是为了使8位数据只退1位而与信号线连接的配线单元。

按以上构成的滤波器40、45输出的是输入数据的1/2值与仅过了1个采样时间的输入数据的1/2值的和。即，滤波器40、45的传递函数H40(z)、H45(z)由用下述z变换的式8表示。(式8)

H40(z)＝(1+z^-1)/2

H45(z)＝(1+z^-1)/2

由这两个滤波器40、45的串联连接组成的直线内插滤波器35的传递函数H35(z)由下式9表示。(式9)

H35(z)＝H40(z)·H45(z)

＝(1+2z^-1+z^-2)/4

即直线内插滤波器35输出的是输入数据的1/4值、过了一个采样时间的输入数据的1/2值、以及过了两个采样时间的输入数据的1/4值的和。这个输出相当以仅过了1个采样时间的输入数据为中心的加权移动的平均值。

具体的讲，如果考虑图5所示的检波数据F1(nT)输入的情况，则可判定这个直线内插滤波器35在例如时刻3T时，将输出以下式10表示的值。(式10)

I(T)*I(-3T)4+Q(2T)*Q(-2T)/2+I(3T)*I(-T)/4

这个式10的第二项相当于时刻2T的Q(nT)*Q｛(n-m)T｝。第一项与第三项的和可以利用时刻2T前后的采样数据即在时刻T与时刻3T中的采样数据的平均值解释为相当于I(nT)*I｛(n-m)T｝的信号通过直线内插生成的数据。因此，由式10表示的值用这些数值的总合即用Q(nT)*Q｛(n-m)T｝和I(nT)*I｛(n-m)T｝的总和表示，其结果与在时刻2T时已有装置的检波数据E1(nT)几乎等价。

以上的说明不仅适合检波数据F1(nT)，也适合于检波数据F2(nT)。即来自延迟运算组件3的检波数据F1(nT)、F2(nT)通过直线内插滤波器35分别变换成与来自已有的延迟检波运算组件33的检波数据E1(nT)、E2(nT)等价的信号。

这样，该直线内插滤波器35被认为是最适合由小规模电路构成的延迟检波运算组件3的滤波器。

从图8所示的方框图可以判断出，两个采样分信号在给加法器44、49进行相加运算之前要经系数乘法单元42、43、47和48乘以系数1/2。借此，可以防止在大振幅输入的情况下在滤波电路中发生溢出。

因为系数乘法单元42、43、47和48只通过配线就可实现，不需要电路元件，所以可以做得比通常的数字滤波器更小型化。

下面说明积分滤波器36的详细构成和操作。积分滤波器36如图9所示那样是由串联连接的两个滤波器60、65组成。

在此，61，66，67分别是进行一个采样时间延迟的寄存器，64、70是加法器，62、63、68和69是系数1/2的乘法单元。另外，系数乘法单元62、63、68和69与系数乘法单元42、43、47和48相同，不是逻辑电路而是为了使8位数据只退1位而与信号线相连的配线手段。

因为上述结构的滤波器60与前面描述的滤波器40和滤波器45等的结构相同，所以其传递函数H60(z)用以下式11表示(式11)

H60(z)＝(1+z^-1)/2

因为滤波器65输出的是输入数据的1/2的值与只过了两个采样时间的输入数据的1/2的值之和，所以其传递函数H65(z)用以下式12表示。(式12)

H65(z)＝(1+z^-2)/2

因此，由这两个滤波器60、65的串联连接组成的积分滤波器36的传递函数H36(z)如以下式13所示。(式13)

H36(z)＝H60(z)·H65(z)

＝(1+z^-1+z^-2+z^-3)/4

即，这个积分滤波器36是输出连续过去的四个输入数据的移动平均值的滤波器，换句话说是进行4T时间信号积分的滤波器。

这样的积分滤波器36的基本功能在于滤掉由延迟检波运算组件3中因采样产生的不需要的高频分量。即，使因混淆产生的不需要的高频分量衰减。如果这个分量出现在解调基带信号上，就不能获得图6B所示那样的平滑调制基带信号D1(nT)，这是形成锯齿状噪声信号(即由于混淆产生的畸变)的原因。

这个积分滤波器36的频率响应(振幅特性)如图10中的虚线所示。在式13的传递函数中将z＝e×p(j2πfT)代入；通过把f与20log|H36(z)|之间的关系绘图便可获得图10的虚线曲线。

从图10的虚线可以看出，根据这个振幅特性将使由于混淆产生的畸变的分量，即比实质的采样频率(0.5/T)的1/2频率(0.25/T)还高的频率分量衰减。并且，实质的采样频率(0.5/T)之所以是实际的采样频率(1/T)的1/2，这一点可以从图5中明显看出，是因为构成各检波数据F1(nT)、F2(nT)的两个分量是在两个采样时间内交替地从延迟检波运算组件3中输出一次的结果。

下面说明由以上的直线内插滤波器35和积分滤波器36的串联连接组成的检波后滤波器4、5的整体振幅特性。

检波后滤波器4、5的传递函数H(z)根据式9和式13用下式14表示。(式14)

H(z)＝H35(z)·H36(z)

＝(1+2z^-1+z^-2)/4·(1+Z^-1+Z^-2+

Z^-3)/4借此，在式14的传递函数中，将z＝e×p^(j2πfT)代入，检波后滤波器4、5的频率响应(振幅特性)变成如图10的实线所示的曲线。

将图10的实线(检波后滤波器4、5的振幅特性)与虚线(仅积分滤波器36的振幅特性)进行比较可以发现，由于混淆产生的畸变分量即比0.25/T的频率还高的频率分量在虚线振幅特性上最大值约-6dB，而在实线振幅特性上最大值约-12dB。

即与只用积分滤波器36的场合相比，在使用了检波后滤波器4、5的情况下不需要的高频分量衰减很多。这是把检波后滤波器4、5的结构制成直线内插滤波器35与积分滤波器36串联连接的作用所致。

如上所述，使来自延迟检波运算组件3的检波数据F1(nT)，F2(nT)通过检波后滤波器4、5，被译码为与在原调制波中邻接符号间的相位差的余弦分量和正弦分量相等的解调基带信号D1(nT)和D2(nT)。

在本实施例中，虽然积分滤波器36是输出连续过去的4个输入数据的积分值，但这个个数不是限定性的。例如可以制成象图11所示那样的不用乘法器的横向滤波器，这个滤波器由(k-1)个延迟器51、52、……、53和将k个转入信号相加的加法器50组成，并且输出k个输入数据的积分值。

在本实施例中，将k设定为4的理由如下：

k的大小是确定截止频率的主要因素，根据采样频率、对象的调制方式、噪声环境等主要因素必须将k设定在合适的值。通常，一般根据符号时间选择kT的大小。在本发明的构成中，因为延迟检波运算组件3的信号交替切换，所以最好将k选为偶数。另外，虽然k值越小，电路规模可以变成越小，但是，当将k选为k＝2时，由于截止频率可能提高造成检波数据混淆而引起畸变，使检波性能降低。根据上述理由，将k选为k＝4，从电路规模和检波性能的折衷观点上考虑是最合适的。

另外，通过把积分滤波器36的构成制成图9所示的构成便可具有与直线内插滤波器35相同的优点。而且可以避免加法器64、70出现溢出，从而不再需要为乘1/2系数而特别设置的乘法器，并实现了电路的小型化。

在本实施例中，虽然在延迟运算组件3中的延迟器13的延迟时间被设定为1个符号时间，即m次采样的时间，但是也可以把延迟器13的延迟时间设定为符号时间的整数倍。在这种情况下，延迟检波装置作为检测在调制信号的整数符号时间间隔内的相位差的电路操作。

(第二实施例)

下面说明本发明第二实施例的延迟检波装置。

这个装置是最适合DQPSK调制方式的检波装置。

图12是表示本发明第二实施例的延迟检波装置结构的方框图。

因为本装置是在与图2所示的第一实施例有关的延迟检波装置上增加其它构成要素，所以与第一实施例相同的构成要素用同一标号表示并省去其说明。

本装置是在第一实施例所述装置中的延迟检波运算组件3与检波后滤波器4和5之间分别插入加法器6和减法器7的结构。

因此，来自延迟检波运算组件3的检波数据F1(nT)和检波数据F2(nT)在加法器6中相加，形成用下式15表示的信号G1(nT)并输入给检波后滤波器4。    (式15)

G1(nT)＝F1(nT)+F2(nT)

来自延迟检波运算组件3的检波数据F1(nT)和检波数据F2(nT)在加法器7中进行求差，形成由下式16表示的信号G2(nT)并输入给检波后滤波器5。(式16)

G2(nT)＝F1(nT)-F2(nT)。

根据结果只需判定以检波后滤波器4、5输出的解调基带信号D3(nT)、D4(nT)的正负，便可最终完成DQPSK译码。其理由如下：

对用上述式15，式16表示的信号G1(nT)、G2(nT)分别将调制信号的相位差设为(θ1-θ2)，则从式4和式5可以看出，G1(nT)，G2(nT)可以用下面的式子表示。(式17)

G1(nT)＝cos(θ1-θ2)+sin(θ1-θ2)

G2(nT)＝cos(θ1-θ2)+sin(θ1-θ2)

因此，对应DQPSK调制方式中的四个相位差(0、π/2、π、3π/2)上述信号(G1(nT)，G2(nT))变成(1，1)，(1，-1)，(-1-1)，(-1、1)。因此，解调基带信号(D3(nT)、D4(nT))的符号变成(正，正)、(正，负)，(负，负)，(负，正)的情况分别对应于调制信号的相位差为0，π/2，π，3π/2的情况。

因为解调基带信号D3(nT)、D4(nT)如上所述那样是带有符号的8位数据，所以显然只需判定最高位逻辑值，就可以判定其正负。

如上所述，由于只需判定调制基带信号D3(nT)、D4(nT)的符号便可能完成DQPSK调制方式的译码，所以这个延迟检波装置是最适合DQPSK调制方式的检波装置。

虽然上面就两个实施例说明了与本发明有关的延迟检波装置，但本发明不受这两个实施例的限制，这是显而易见的。即：

(1)虽然上述实施例中的各数字信号被假设为带有符号的8位数据，但是并不限于这样的精度和表现形式。

(2)虽然每个符号的采样数m被设定为4，但也可以是其它整数。