一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器

摘要

本发明涉及一种基于检测法和滞环控制的混合型有源滤波器，包括：谐波电流检测电路、滞环控制电路、无源滤波器电路PF、有源滤波器电路APF、耦合变压器电路等。谐波电流检测电路对三相电路中各相的瞬时电流进行谐波电流的检测，并且将检测出的谐波电流输入到滞环控制电路中，产生滞环控制信号；滞环控制电路通过自动调节滞环宽度以固定开关频率的方法，将滞环控制信号输入到有源滤波器电路APF中产生补偿电流，用于抵消谐波电流；有源滤波器电路APF与无源滤波器电路PF的一条支路串联后接入耦合变压器电路。本发明通过结合有源滤波器APF和无源滤波器PF各自的功能优点，对谐对三相电路中的谐波电流实现有效地滤除，提高了性能，降低滤波器整体成本。

说明书

技术领域

本发明涉及电能质量及电力谐波治理领域，特别的是一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器。 

背景技术

非线性负荷和各种时变电力电子装置在电网中被大规模地应用，在应用过程中产生了大量的谐波电流，导致正常的电流波形发生畸变，对电网造成了严重的危害。因此抑制谐波电流，提高整个电力系统的运行环境，就变得迫在眉睫。目前，解决这种问题主要是用到了有无源滤波器PF、有源滤波器APF和混合型有源滤波器。无源滤波器PF采用的是LC无源滤波器。这种滤波器结构简单，成本低，仅由电感和电容组成，在技术方面相当成熟。缺点是体积较大，只能消除特定此的谐波，无法实现谐波和无功电流的动态补偿，补偿特性受限于电网的阻抗，并且无源滤波器PF可能会和电网中某些次谐波发生谐振，导致谐波电流增加； 

有源滤波器APF遵循“抵消”原理，它具有可以同时实现谐波和无功电流的动态补偿，响应速度快，补偿性能在跟踪电网频率变化时不受其影响，受电网阻抗影响小从而不容易与电网中某些次谐波产生谐振等优点，缺点是受限于功率元件的容量和成本，使其在中高压的系统中存在应用困难。有源滤波器APF控制的一个重要环节是补偿指令的获取，这一环节将直接影响到有源滤波器的性能，因为如果不能准确地得到指令信号，电流的控制将无从谈起。计算补偿指令，首先必须根据补偿目的对谐波进行监测将谐波和无功电流分量或者正序、负序以及零序等分量进行分离。目前有源滤波器中关于谐波检测的方法主要有傅里叶法、小波变换法、神经网络法、自适应法、基于三相瞬时无功功率理论的检测法等。傅里叶法建立在Fourier分析的基础上，通过FFT将检测到的一个周期的谐波信号进行分解，得到各次谐波的幅值和相位系数，将拟抵消的谐波分量通过带通滤波器或傅立叶变换得到所需的误差信号，再将该误差信号进行FFT反变换，即可得到补偿信号。该方法的缺点是需要检测至少一个周期的信号，因而有较大的时间延迟，否则会带来较大的误差。小波变换法是利用小波的方法对谐波进行检测， 其计算复杂，目前在谐波检测实际应用方面不广。神经网络法是随着神经网络理论在系统中的应用而发展起来的一种新型智能控制检测手段。它将进化算法和反向传播用于神经网络的训练，避免了对于给定补偿电流的复杂计算，但在检测之前需要大量的样本数据进行训练和学习。自适应检测法是根据信号处理技术中的自适应干扰对消的原理发展起来的，对于电压畸变，频率偏移等具有较好自适应调整能力，且电路简单，但是自适应检测法的动态响应速度还不够快。基于三相瞬时无功功率理论的检测法瑀1984年由日本学者H.Akagi提出，后经过不断的改进现已经包括p-q法，ip-iq法以及d-q法等，这一检测方法在有源电力滤波器的发展过程中起到了巨大的推动作用，是目前在APF中应用最广的一种检测方法。 

研究同时结合无源滤波器PF和有源滤波器APF两者优点的混合滤波器，减小APF的容量，降低滤波器的成本，提高谐波检测的检测速度和精度，并能在中高压大功率系统中起到谐波治理的作用，是当前电力系统谐波检测的热点之一。而研究合适的谐波检测算法和控制策略，来提高有源滤波器APF的动态响应速度和检测的精准度，是该项研究课题的难点，需要重点突破。 

发明内容

本发明的目的在于提供一种混合型有源滤波器，用以通过结合有源和无源两种滤波方式的优点，解决电力系统中谐波电流滤除的问题，降低谐波电流滤除的成本，同时提高谐波电流滤除的快速性和精准度。 

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器，其特征在于，包括：ip-iq谐波电流检测电路、基于固定开关频率的滞环控制电路、无源滤波器电路PF、有源滤波器电路APF、耦合变压器电路和负载侧电流互感器电路；所述ip-iq谐波电流检测电路对三相电路中各相的瞬时电流进行谐波电流的检测；所述滞环控制电路与所述ip-iq谐波电流检测电路相连，用于产生滞环控制信号；所述滞环控制电路与所述有源滤波器电路APF相连；所述滞环控制信号输入到所述有源滤波器电路APF中产生补偿电流，用于减少所述谐波电流；所述有源滤波器电路APF与所述无源滤波器电路PF的一条支路串联后接入所述耦合变压器电路；所述负载侧电流互感器电路 为谐波源，与所述耦合变压器的负载侧相连。 

在本发明一实施例中，所述ip-iq谐波电流检测电路的电压输入端输入瞬时电压；所述瞬时电压为所述三相电路中一条支路的瞬时电压；所述瞬时电压经过PLL锁相环电路、正余弦信号发生器处理后得到矩阵B和矩阵C；所述ip-iq谐波电流检测电路的电流输入端输入所述三相电路每一相的瞬时电流；所述瞬时电流依次经过矩阵B和数字低通滤波器(DLPF)处理后得到所述瞬时电流的直流分量；所述直流分量经过所述矩阵C后得到所述瞬时电流的基波分量；所述基波分量与所述瞬时电流对应做减法后得到所述谐波电流。 

在本发明一实施例中，为了维持所述ip-iq谐波电流检测电路直流侧电压u_dc稳定，将u_dc与参考电压做减法，并通过PI控制器作为直流电压反馈环节引入直流端，即将所述PI控制器的输出信号与所述直流分量做减法后输入所述矩阵C，以减少了直流侧电压的波动。 

在本发明一实施例中，所述滞环控制电路将所述谐波电流与所述有源滤波器电路APF中三相四开关型逆变器的输出电流做减法后得到一对差值；将所述差值经过信号合成电路后产生插值点触发脉冲电路的on信号和off信号；所述on信号输入到所述插值点触发脉冲电路中的ON部分的H信号输入端，并与所述ON部分的L信号输入端自动调节的滞环宽度进行比较，在所述插值点触发脉冲电路的输出端输出开启信号；所述off信号输入到所述插值点触发脉冲电路中的OFF部分的H信号输入端，并与所述OFF部分的L信号输入端提前设定的滞环宽度进行比较，在所述插值点触发脉冲电路的输出端输出关断信号。 

在本发明一实施例中，所述有源滤波器电路APF包括三相四开关型逆变器，所述三相四开关型逆变器包括4个绝缘栅双极型晶体管IGBT；所述绝缘栅双极型晶体管IGBT采用两两并联结构，即两个串联的绝缘栅双极型晶体管IGBT与另外两个串联的绝缘栅双极型晶体管IGBT并联；所述绝缘栅双极型晶体管IGBT的并联电路两端并联一个直流电压源；两个串联的等值电容并联在所述直流电压源两端；所述三相四开关型逆变器接收来自所述插值点触发脉冲电路的输出端的所述滞环控制信号控制所述绝缘栅双极型晶体管IGBT的开启或关断，将 所述直流电压源产生的电流变换为所述补偿电流，以形成一个闭环控制系统；所述有源滤波器电路APF还包括3个输出端，M输出端、N输出端和O输出端；所述O输出端为两个等值电容的串联连接中点；所述N输出端为所述两个串联的绝缘栅双极型晶体管IGBT的连接中点；所述M输出端置于所述另外两个串联的绝缘栅双极型晶体管IGBT的连接中点。 

在本发明一实施例中，所述无源滤波器电路PF包括5次单调谐无源滤波支路、7次单调谐无源滤波支路和11次单调谐无源滤波支路三部分。 

在本发明一实施例中，所述耦合变压器电路包括三路耦合变压单元，每路耦合变压单元一端与所述有源滤波器电路APF的一个输出端相连，另一端与所述7次单调谐无源滤波支路中一个输入端相连；每路耦合变压单元包括：耦合变压器、附加电感和滤波电感；所述滤波电感的一端连作为所述耦合变压单元的一端，另一端连接所述附加电感；所述附加电感与所述耦合变压器的二次侧并联；所述耦合变压器的负载侧作为所述耦合变压单元的另一端。 

在本发明一实施例中，所述的一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器通过自动调节滞环宽度以固定开关频率的方法，将滞环控制信号输入到有源滤波器电路APF中产生补偿电流，用于抵消谐波电流，不仅适用于三相平衡系统，而且适用于三相不平衡系统。 

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果： 

(1)本发明中基于瞬时无功功率理论，通过提出的ip-iq谐波电流检测电路来检测谐波电流，省去了三相到两相的数学变换及其逆变换等环节，简化了谐波检测环节并减少了检测计算量和运行时间，从而提高了谐波检测的快速性；在ip-iq谐波电流检测电路中，提出采用平均值滤波器来改善传统的ButterWorth低通滤波器性能的新型数字低通滤波器，提高了数字滤波器的动态响应速度并降低了滤波器输出波形中的交流纹波含量，有效提高了谐波检测的精准性。 

(2)本发明中应用滞环控制电路产生滞环控制信号，提出通过自动调节环宽以固定开关频率的方法以很小的误差跟踪畸变的电流，用于控制有源滤波器APF电路的三相四开关逆变器产生精确的补偿电流并消除谐波电流。该方法提供了一种优化脉冲位置的控制方法，减小了开关纹波，实现了开关频率固定和相间 解耦，拥有结构简单，响应速度快，参数鲁棒性好，控制精度高等优点。 

(3)本发明中有源滤波器APF电路的采用三相四开关逆变器，该逆变器将传统的三相六开关的一相桥臂的改变为电容桥臂，形成三相四开关型逆变器。使得绝缘栅双极型晶体管IGBT和二极管的需求数量减少，减少了相对应的控制执行电路和功率散热单元，令整体制造和运行成本大幅降低. 

(4)本发明中选择无缘滤波器PF电路的7次单调谐无源滤波支路作为有源滤波器APF电路注入电网的支路，起到了分压的效果，使有源滤波器APF电路所承受的基波电压降低，减少了有源滤波器APF电路的三相四开关逆变器的容量，使成本进一步降低。 

(5)本发明中的耦合变压器电路的附加电感能防止电压突变，减少有源滤波器APF电路所受的电压突变冲击，使得整个补偿装置能可靠稳定地运行；此外，耦合变压器电路的滤波电感使有源滤波器APF电路的基波阻抗得到了大幅的降低。 

附图说明

图1为本发明中ip-iq谐波电流检测电路检测原理图。 

图2(a)为本发明中滞环控制电路的信号合成原理图。 

图2(b)为本发明滞环控制电路中的插值点触发脉冲电路原理图。 

图3为本发明中自带调整环宽控制方式的滞环控制原理图。 

图4为本发明中混合型有源滤波器的拓扑结构。 

图5为本发明中混合型有源滤波器谐波域单相电气模型。 

图6为本发明中混合型有源滤波器仿真模型。 

图7(a)为本发明中滤波器滤波前a相负载电流。 

图7(b)为本发明中滤波器滤波后a相负载电流。 

图8(a)为本发明中滤波器滤波前a相负载电流傅里叶分析。 

图8(b)为本发明中滤波器滤波后a相负载电流傅里叶分析。 

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。 

本发明是一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器，如图4所示，其特征在于，包括：ip-iq谐波电流检测电路、基于固定开关频率的滞环 控制电路、无源滤波器电路PF、有源滤波器电路APF、耦合变压器电路和负载侧电流互感器电路；所述ip-iq谐波电流检测电路对三相电路中各相的瞬时电流进行谐波电流的检测；所述ip-iq谐波电流检测电路与所述滞环控制电路相连；所述ip-iq谐波电流检测电路将检测出的所述谐波电流输入到所述滞环控制电路中，产生滞环控制信号；所述滞环控制电路与所述有源滤波器电路APF相连；所述滞环控制信号输入到所述有源滤波器电路APF中产生补偿电流，用于减少所述谐波电流；所述有源滤波器电路APF与所述无源滤波器电路PF的一条支路串联后接入所述耦合变压器电路；所述负载侧电流互感器电路为谐波源，与所述耦合变压器的负载侧相连。 

在本发明中，所述的一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器可以直接应用于三相三线制、三相四线制以及单相系统，不仅适用于三相平衡系统，而且适用于三相不平衡系统。 

如图1所示，所述ip-iq谐波电流检测电路的电压输入端输入瞬时电压v_a，该瞬时电压为所述三相电路中a相支路的瞬时电压。以电网中的单相电流为例，电网的瞬时电流i_s(t)可以分为瞬时基波有功电流i_p(t)、瞬时基波无功电流i_q(t)和瞬时谐波电流i_h(t)，即 

i_s(t)＝i_p(t)+i_q(t)+i_h(t) 

电网电压设为u_s(t)＝U_scoswt，则傅里叶级数表示的电网瞬时电流可写为 

i_s(t)＝I_pcos wt+I_qcos wt+ΣI_ncos(nwt+φ_n) 

其中I_p,I_q,I_n分别为基波有功电流幅值、基波无功电流幅值何n次谐波电流幅值。在所述电压输入端还依次连接PLL锁相环电路和正余弦信号发生器，目的在于实现对输入信号频率和相位的自动跟踪，获取与a相支路瞬时电压相同相位的正弦信号sin wt和余弦信号-cos wt，从而得到矩阵得到矩阵B和矩阵C，即所述瞬时电压经过PLL锁相环电路、正余弦信号发生器处理后得到矩阵B和矩阵C，其中矩阵B为： 

$B=\left(\begin{array}{c}2\sin \\ 2\cos \end{array}\right)$

矩阵C为 

$C=\left(\begin{array}{c}\sin \\ \cos \end{array}\right)$

由图1可知，当电网的瞬时电流i_s(t)通过矩阵B时，电流i_a,i_b,i_c经过矩阵转换后得到电流i_p和i_q，即 

$2i_s\left(t\right)\cos \left(\mathrm{wt}\right)=I_p(1+\cos 2\mathrm{wt})+I_q\sin 2\mathrm{wt}+\Sigma I_n\left(\cos \right[(n+1)\mathrm{wt}+{\phi }_n]+\cos [(n-1)\mathrm{wt}+{\phi }_n\left]\right)$

$2i_s\left(t\right)\sin \left(\mathrm{wt}\right)=I_q(1+\cos 2\mathrm{wt})+I_p\sin 2\mathrm{wt}+\Sigma I_n\left(\sin \right[(n+1)\mathrm{wt}+{\phi }_n]+\sin [(n-1)\mathrm{wt}+{\phi }_n\left]\right)$

从以上分析可以看出，经过矩阵B数学变换后上面2式中分别含有有功电流的交、直流分量，无功电流的交、直流分量和多倍谐波分量。通过数字低通滤波器DLPF把i_p,i_q分离出来，再通过矩阵C进行逆变换，即求出了瞬时基波电流i_af,i_bf,i_cf，用三相电路各相的瞬时电流i_a,i_b,i_c分别减去三相基波电流，就得到了谐波电流i_ah、i_bh和i_ch，即： 

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ah}}=i_a-i_{\mathrm{af}}\\ i_{\mathrm{bh}}=i_b-i_{\mathrm{bf}}\\ i_{\mathrm{ch}}=i_c-i_{\mathrm{cf}}\end{array}\right)$

在所述的数字低通滤波器中，为了提高数字滤波器的动态响应速度，并降低滤波器输出波形中的交流纹波含量，采用平均值滤波器和ButterWorth低通滤波器串联的方式，组成一个高性能的新型数字低通滤波器来对检测信号进行处理。 

此外，在本实施例中，为了维持所述ip-iq谐波电流检测电路直流侧电压u_dc稳定，将u_dc与参考电压做减法，并通过PI控制器作为直流电压反馈环节引入直流端，即将所述PI控制器的输出信号与所述直流分量做减法后输入所述矩阵C，以减少直流侧电压的波动。 

由ip-iq谐波电流检测电路检测得到的谐波电流i_ah和i_bh分别与有源滤波器电路APF中三相四开关逆变器的输出电流i_Ta和i_Tb对应相减后得到差值CH_a和CH_b，即： 

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{CH}}_a=i_{\mathrm{ah}}-i_{\mathrm{Ta}}\\ {\mathrm{CH}}_b=i_{\mathrm{bh}}-i_{\mathrm{Tb}}\end{array}\right)$

它实际上是一种电流逼近的控制方式，其原理和实现非常简单。这种控制方式实时性很好，补偿响应很快。它不用载波，在变换器输出中不含特定频率的开关分量，造成用以滤除开关噪声的高通滤波器不好设计。 

如图2(a)和图2(b)所示，将所述差值CH_a和CH_b经过信号合成电路后产生插值点触发脉冲电路的on信号和off信号，即on信号和off信号中均包含CH_a、CH_b、-CH_a和-CH_b；所述on信号输入到所述插值点触发脉冲电路中的ON部分的H信号输入端，即H信号，与所述ON部分的L信号输入端提前设定的滞环宽度，即L信号δ，进行比较，在所述插值点触发脉冲电路的输出端输出开启信号；所述off信号输入到所述插值点触发脉冲电路中的OFF部分的H信号输入端，即H信号，与所述OFF部分的L信号输入端自动调整的滞环宽度，即L信号-δ，进行比较，在所述插值点触发脉冲电路的输出端输出关断信号。 

在滞环控制中，滞环宽度β的控制非常重要，本发明采用图3所示的自带调整环宽的控制方式。其中，δ为实际电流与给定电流之间的误差，β为环宽，β₁为PLL锁相环节产生的环宽修正值，β₂为带宽调节器部分经过低通滤波器LPF后生成的环宽修正值，β即为二者的综合；S为上管开关信号，即为下管的开关信号；f_r为锁相环PLL部分的给定时钟信号，也就是给定的开关频率，f为实际开关频率。K_β为β₂对β₁的前馈修正系数。为了控制环宽变化以获得固定的开关频率，图中用了一个锁相环。选择一合适的时钟信号作为开关频率的给定，对滞环比较输出信号的频率进行检测；比较实际频率和给定频率，或者说是将实际开关周期和给定开关周期的误差φ与β₂经过修正后的值K_ββ₂相乘送至PLL 的PI调节器得出环宽修正值β₁。因为PLL的检测部分受到自身带宽的限制，为了减小相位移提高锁相限度，这里将滞环环宽预测值β₂以前馈方式引入，以减小锁相误差。β₂为环宽预测值，它与β₁综合即为该时刻理想的环宽。 

在本发明中，如图4所示，所述有源滤波器电路APF包括三相四开关型逆变器，所述三相四开关型逆变器包括4个绝缘栅双极型晶体管IGBT，即1号IGBT、2号IGBT、3号IGBT和4号IGBT，采用两两并联结构，即1号IGBT和4号IGBT组成的串联电路与2号IGBT和3号IGBT组成的串联电路并联；所述IGBT的并联电路两端并联一个直流电压源U_d；两个串联等值电容并联在所述直流电压源U_d两端。所述有源滤波器电路APF还包括3个输出端，M输出端、N输出端和O输出端；所述O输出端为所述串联等值电容的电容连接中点；所述N输出端为2号IGBT和3号IGBT的连接中点；所述M输出端为1号IGBT和4号IGBT的连接中点。在有源滤波器电路APF中，以O为参考点，当1号IGBT导通，4号IGBT关断时，N点的电位为+U_d/2；当1号IGBT关断，4号IGBT导通时，N点的电位为－U_d/2；当3号IGBT导通，2号IGBT关断时，M点的电位为+U_d/2；当3号IGBT关断，2号IGBT导通时，M点的电位为－U_d/2。 

如图4所示，所述插值点触发脉冲电路的输出端包括g1、g3、g4和g6；输出端g1与有源滤波器电路APF的1号绝缘栅双极型晶体管IGBT相连，通过输出开关信号控制1号IGBT的开关；输出端g3与3号IGBT相连，通过输出开关信号控制3号IGBT的开关；输出端g4与4号IGBT相连，通过输出开关信号控制4号IGBT的开关；输出端g6与2号IGBT相连，通过输出开关信号控制2号IGBT的开关。具体控制过程描述如下： 

(1)CH_a、CH_b、-CH_a和-CH_b与控制插值点触发脉冲电路中ON部分和OFF部分的L信号分别进行比较；当CH_a比ON部分的L信号大时，输出端g1获得开启信号开启1号IGBT；-CH_a比OFF部分的L信号大，输出端g4获得关断信号 关断4号IGBT；CH_b比OFF部分的L信号大，输出端g3获得关断信号关断3号IGBT；-CH_b比ON部分的L信号大，输出端g6获得开启信号开启2号IGBT； 

(2)CH_b比ON部分的L信号大，输出端g3获得开启信号开启3号IGBT；-CH_b比OFF部分的L信号大，输出端g6获得关断信号关断2号IGBT；保持1号IGBT处于开启状态、4号IGBT处于关断状态，与(1)中所述相同； 

(3)CH_a比OFF部分的L信号大，输出端g1获得关断信号关断1号IGBT；-CH_a比ON部分的L信号大，输出端g4获得开启信号开启4号IGBT；CH_b比OFF部分的L信号大，g3获得关断信号关断输出端3号IGBT；-CH_b比ON部分的L信号大，输出端g6获得开启信号开启2号IGBT； 

(4)CH_b比ON部分的L信号大，输出端g3获得开启信号开启3号IGBT；-CH_b比OFF部分的L信号大，输出端g6获得关断信号关断2号IGBT；保持1号IGBT处于关断状态、4号IGBT处于开启状态，与(3)中所述相同。 

然后再从(4)回到(1)，以此循环，从而控制4个IGBT按上述的顺序开启和关断，将图4中的有源滤波器电路APF中直流电压源U_d产生的电流变换为所需的补偿电流，以此形成一个闭环控制系统。过程中4个IGBT的开启和关断如表1所示：表中1代表输出端g1、g3、g4、g6获得开启信号，开启各自对应的IGBT；0代表输出端g1、g3、g4、g6获得关断信号，关断对应的IGBT。 

表1 

  1号IGBT 2号IGBT 3号IGBT 4号IGBT 过程(1) 1 1 0 0 过程(2) 1 0 1 0 过程(3) 0 1 0 1 过程(4) 0 0 1 1

在本发明中，如图4所示，所述无源滤波器电路PF包括由由L5和C5构成的5次单调谐无源滤波支路、L7和C7构成的7次单调谐无源滤波支路和L11和C11构成的11次单调谐无源滤波支路。其中5次单调谐无源滤波支路和11次单调谐 无源滤波支路用于滤除5次和11次谐波电流，7次单调谐无源滤波支路结合由有源滤波器电路APF产生的补偿电流，对其余次的谐波电流进行滤除。 

在本发明中，如图4所示，所述耦合变压器电路包括三路耦合变压单元，每路耦合变压单元一端与所述有源滤波器电路APF的一个输出端相连，另一端与所述7次单调谐无源滤波支路中一个输入端相连；每路耦合变压单元包括：耦合变压器、附加电感和滤波电感，即如图4中的3个耦合变压器T1、T2和T3，3个附加电感L，3个滤波电感L₀，其中一条支路上的滤波电感L₀的一端与有源滤波器电路APF的一个输出端连接，滤波电感L₀的另一端连接附加电感L，附加电感L与对应的耦合变压器的二次侧并联，该耦合变压器的负载侧连接无源滤波器电路PF的7次单调谐无源滤波支路的一输入端。通过所述耦合变压器电路，有源滤波器电路APF与无源滤波器电路PF的7次单调谐无源滤波支路串联后接入负载侧电流互感器电路。 

下面结合实例具体说明本发明的工作原理：本发明通过首先用ip-iq谐波电流检测电路来检测电网中的谐波电流；检测到谐波电流后利用滞环控制原理并通过滞环控制电路产生对应的滞环控制信号来控制有源滤波电路APF的三相四开关型逆变器中4个绝缘栅双极型晶体管IGBT的关断或开启，将有源滤波电路APF的直流电压源U_d产生的电流变换为所需的补偿电流；有源滤波电路APF通过耦合变压器电路与无源滤波器电路PF的7次单调谐无源滤波支路串联起来，将该补偿电流经7次单调谐无源滤波支路注入电网中，与电网中的谐波电流相互抵消，实现了混合滤波消除谐波电流的目的。本发明通过上述过程实现了电网中的谐波电流由有源滤波电路APF和无源滤波器电路PF共同滤除，即5次、11次谐波电流由无源滤波器电路PF的5次和11次单调谐无源滤波支路进行滤除，其余次的谐波电流则由有源滤波电路APF产生的补偿电流并结合无源滤波器电路PF的7次单调谐无源滤波支路进行抵消，达到滤除的效果。 

在本发明中，有源滤波电路APF的逆变器采用三相四开关逆变器，此种逆变器将原三相六开关的一相桥臂改变为电容桥臂，使得绝缘栅双极型晶体管IGBT和二极管的需求数量减少，相对应的控制执行电路和功率散热单元也减少，令整体制造和运行成本大幅降低，而且这种三相四开关逆变器还能作为传统三相 六开关逆变器的容错拓扑。该三相四开关逆变器的控制信号只需两相的相位相差为60度的正弦波作为调制信号，从而简化了控制电路。本发明选择无源滤波器电路PF的7次单调谐无源滤波支路作为有源滤波器电路APF的注入支路，起到分压的效果，使有源滤波器电路APF所承受的基波电压降低，减少了有源滤波器电路APF逆变器的容量。3个附加电感L分别与耦合变压器T1、T2、T3的二次侧并联，起到防止电压突变，减少有源滤波器电路APF所受冲击的作用，使得整个补偿装置能可靠稳定地运行。耦合变压器T1、T2、T3的负载侧接入电流互感器CT,将负载侧电流折合到同一基准。有源滤波器电路APF的输出经过滤波电感L₀后，与附加电感L并接在耦合变压器T1、T2、T3的二次侧，使有源滤波器电路APF的基波阻抗得到了大幅的降低。 

如图5所示，对本发明中一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器所述的拓扑结构进行简化后，得到该混合型有源滤波器谐波域单相电气模型。将三相四开关逆变器作为电压源U_F；设耦合变压器的变比为k:1；Z_L0为耦合变压器阻抗,Z₁为附加电感的阻抗,Z_7h为7次单调谐无源滤波支路阻抗,Z_ph为5次和11次单调谐无源滤波支路阻抗并联后的等效阻抗,Z_sh为电网阻抗，将非线性负载作为谐波电流源I_Lh，图中的I_sh、I_ph、I_7h、I_L0、I₁分别为对应支路的电流。 

根据基尔霍夫的KVL和KCL定理，可得： 

$\left(\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{sh}}=I_{\mathrm{ph}}+I_{7h}+I_{\mathrm{Lh}}\\ I_{\mathrm{sh}}\times Z_{\mathrm{sh}}+I_{\mathrm{ph}}\times Z_{\mathrm{ph}}=0\\ I_{\mathrm{sh}}\times Z_{\mathrm{sh}}+I_{7h}\times Z_{7h}+I_1\times Z_1=0\\ I_{7h}=I_{L0}+I_1\\ I_{L0}\times k^2\times Z_{L0}+k\times U_F=I_1\times Z_1\end{array}\right)$

化简该方程组，消去变量I₁、I_L0、Z₁，得式： 

$\left(\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ph}}=-\frac{I_{\mathrm{sh}}\times Z_{\mathrm{sh}}}{Z_{\mathrm{ph}}}\\ I_{7h}=\frac{-(Z_1+k^2{Z}_{L0})\times Z_{\mathrm{sh}}\times I_{\mathrm{sh}}-k{U}_F\times Z_1}{Z_1+Z_{7h}\times Z_1+k^2{Z}_{L0}\times Z_{7h}}\end{array}\right)$

将上式代入方程组的第一式得： 

$I_{\mathrm{sh}}=\frac{Z_h{Z}_{\mathrm{ph}}{I}_{\mathrm{Lh}}-Z_{\mathrm{ph}}{Z}_{\mathrm{Lh}}k{U}_F}{Z_h{Z}_{\mathrm{ph}}+Z_h{Z}_{\mathrm{sh}}+Z_{\mathrm{sh}}{Z}_{\mathrm{ph}}(Z_{\mathrm{Lh}}+k^2{Z}_{L0})}$

式中： 

Z_h＝k²Z_L0Z_7h+Z_7hZ_Lh+k²Z_L0Z_Lh

由I_sh表达式可知，在其余量都保持不变的情况下，通过控制逆变器电压U_F的大小，可以有效减少电网中谐波电流的含量。 

如图6所示，为在PSCAD软件中所搭建的本发明中所述的一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器模型。图中的非线性负载即为谐波源，采用三相桥式全控整流电路作为谐波源,为电流源型的谐波源；用6-Pulse Bridge(6脉波桥)组件作为核心部分。AO变化器输入触发角；KB为控制信号；负载侧的变压器为电流互感器，采用Y-△接法。有源滤波器电路APF的变压器为并联耦合变压器，采用Y-Y接法。图中4个绝缘栅双极型晶体管IGBT分别依次对应图1中的1号IGBT、3号IGBT、4号IGBT、2号IGBT；三相四开关的逆变器中的一相IGBT被两个电容所代替。有源滤波器电路APF电源为电压源；系统电源采用三相对称电压源。本发明所述的混合型有源滤波器滤波效果对比示于图7(a)、图7(b)、图8(a)和图8(b)中。 

在对谐波滤波的结果分析时，本发明用谐波含量的补偿前后各次谐波电流含有率来评价滤波的效果，谐波电流含有率HRI_n可以表示如下： 

${\mathrm{HRI}}_n=\frac{I_n}{I_1}\times 100(\%)$

式中I_n和I₁分别表示的第n次谐波电流和基波电流的方均根值。经过计算得出20次以内的各次谐波含有率HRIn(％)，如表2所示。从滤波前后的HRI_n对比可以看出，经过本发明设计的滤波器后，各次谐波的含量都有所减小，滤波后的THD值也均符合国家规定值。 

表2 

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。