一种具有瞬时AGC的数字FM信号解调器

摘要

本发明涉及信号解调领域，尤其是涉及一种具有瞬时AGC的数字FM信号解调器。本发明针对现有技术存在的问题，提供一种FM信号解调器。其通过瞬时AGC对信号量化幅度的实时调整，解决FM信号量化幅度小引起的解调误码率高的问题，提高解调正确率。本法包括ADC单元、正交双通道数字下变频单元、抽取滤波单元、瞬时AGC单元等，信号发生器产生的中频信号输入ADC单元，由ADC单元量化为数字信号后，依次通过正交双通道数字下变频单元、抽取滤波单元、瞬时AGC单元等，其中瞬时AGC单元通过检测I(n)、Q(n)信号量化符号位个数，将I(n)、Q(n)信号的量化有效位个数增加至CORDIC模块允许的最高有效位，有效降低解调的误码率。

说明书

技术领域

本发明涉及信号解调领域，尤其是涉及一种具有瞬时AGC的数字FM信号解调器。 

背景技术

由于FM调制具有优越的抗噪声性能，所以FM调制技术被广泛地应用于现代通信系统中。 

在传统的模拟解调时可以有很多种方法从调频信号中恢复原始信号。所有FM解调器的目的都是为了产生与频率调制器相反的转移特性。这就是说，频率解调器的输出电压应该直接与输入调频信号的瞬时频率成正比。这样一个频率--幅度转换电路就是一个频率解调器。 

它有各种不同的技术，包括斜率检波、过零检波、锁相环鉴相检波和积分检波。 

斜率检波是通过先将调制信号对时间求导，再进行包络检波来解调调频信号。但考虑到信道衰落，所以调频信号先通过一个限幅器去除信道衰落对信号幅度的干扰，产生恒包络信号。包络检波器的输出含有一个与载波频率成正比的直流分量和一个与原始信号x(t)成正比的时变项。通过电容滤除直流成分就可以得到想要的解调信号。 

过零检测则是通过直接对输入的调频信号过零点计数，完成频率--幅度的转换。这项技术的基本原理是用过零检波器的输出产生一个脉冲序列，其均值与输入信号的频率成正比。这个脉冲序列再通过一个微分器，其输出用来触发一个单稳态多频振荡器。其输出是平均持续时间正比于想要得到的信号脉冲序列。再用一个低通滤波器通过提取这个输出信号的缓变成分来进行求均值操作。最后低通滤波器的输出即为想要的解调信号。 

锁相环FM检波是另一种常用的解调调频信号的技术。锁相环PLL是一个能跟踪接收信号的相位和频率的闭环控制系统。它包含一个输出频率随解调输出电压的变化而变化的压控振荡器VCO，提取相差信号的相位检测器PD和处理相差信号的环路滤波器LF。这项技术的基本工作原理是压控振荡器的输出和输入信号通过相位检测器得到相差信号和其它不必要的高次频率分量信号，然后通过环路滤波器得到相差信号，并用此相差信号反馈控制压控振荡器的频率成分。一旦跟踪成功，环路滤波器的输出就是原始调制信号。 

积分检波也是非常常用的一种解调调频信号的检波技术。这种技术能以非常低的费用很容易地通过集成电路来实现。这种检波器包含这样一个相移网络，它将输入的调频信号进行相移，相移的值正比于输入的瞬时频率，并用乘积检波器（鉴相器）检测原始调频信号与相移网络输出信号之间的相位差。因为相移网络引入的相移正比于输入的调频信号，所以鉴相器的输出电压也正比于输入调频信号的瞬时频率。这样就完成了频率--幅度的转换，从而调频信号得到解调。 

随着高速高精度ADC技术、高速FPGA技术、高性能DSP技术等数字处理技术的发展，FM解调技术也由原来的模拟域逐渐转到了数字域。 

从数字化的中频信号开始就不存在模拟电路中的温度漂移、增益变换和直流电平漂移等问题，具有良好的稳定性，也可省去模拟系统中的很多校正措施，简化了系统的设计。 

中频甚至射频信号被ADC数字化后送到正交双通道数字下变频单元，抽取滤波单元，得到数字基带信号I(n)、Q(n)。然后再基于I(n)、Q(n)基带数据的实时高效数字鉴频单元完成鉴频。 

在传统的数字FM解调器中，鉴相IP模块CORDIC采用定点运算，如果输入的数据有效位过少，即输入信号幅度过低，则定点运算中截位造成的误差会大幅增加，以至于在相位计算的过程中带来较大的鉴相误差，最终导致鉴频误差过大，影响解调效果。 

发明内容

本发明的目的在于：针对现有技术存在的问题，提供一种具有瞬时AGC的数字FM信号解调器。其通过瞬时AGC对信号量化幅度的实时调整，解决FM信号量化幅度小引起的解调误码率高的问题，提高解调正确率。 

本发明目的通过下述技术方案来实现： 

一种具有瞬时AGC的数字FM信号解调器，包括ADC单元、正交双通道数字下变频单元、抽取滤波单元、瞬时AGC单元、实时高效数字鉴频单元、码型变换及输出单元；信号发生器产生的中频信号输入ADC单元，由ADC单元量化为数字信号后，依次通过正交双通道数字下变频单元、抽取滤波单元、实时数字鉴频单元、码型变换及输出单元；所述瞬时AGC单元设置在抽取滤波单元与实时数字鉴频单元之间，瞬时AGC单元处理数据过程包括：

步骤1：当所述抽取滤波单元输出两路基带信号即正交的I(n)、Q(n)信号后，瞬时AGC单元实时检测I(n)信号量化符号位个数j，同时实时检测Q(n)信号量化符号位个数g；

步骤2：比较I(n)、Q(n)信号的符号位个数，实时等倍率放大I(n)、Q(n)信号，从而将I(n)信号与Q(n)信号的量化有效位个数增加至实时数字鉴频单元中CORDIC模块允许的最高有效位；

步骤3：经过瞬时AGC单元处理的I(n)、Q(n)信号输出至实时数字鉴频单元进行处理。

进一步的，所述步骤1中具体包括： 

步骤11：量化位数为k（k=2,3….，k越大鉴相精度越高，k值根据工程需要确定）的I(n)信号进入瞬时AGC单元，首先检测I(n)信号的第k位是否与I(n)信号的第k-1位相同，如果不同，则量化符号位个数为1，如果相同，则执行步骤12；

步骤12：检测I(n)信号的第k-1位是否和I(n)信号的第k-2位相同，如果不同，则量化符号位个数为2，如果相同，则执行步骤13； 

步骤13：比较I(n)信号的第k-2位和第k-3位，依次类推，直到相邻两位不同，统计之前的相同位个数j，即I(n)信号的最终量化符号位为j位；

步骤14：量化位数为k位的Q(n)信号进入瞬时AGC单元，首先检测Q(n)信号的第k位是否与Q(n)信号的第k-1位相同，如果不同，则量化符号位个数为1，如果相同，则执行步骤15，其中k=2,3…；

步骤15：检测Q(n)信号的第k-1位是否和Q(n)信号的第k-2位相同，如果不同，则量化符号位个数为2，如果相同，则执行步骤16； 

步骤16：比较Q(n)信号的第k-2位和第k-3位，依次类推，直到相邻两位不同，统计之前的相同位个数g，即Q(n)信号的最终量化符号位为g位。

进一步的，所述步骤2中具体步骤是：检测出I(n)信号量化符号位个数j （j=1,2,3…k）；Q(n)信号量化符号位个数g（g=1,2,3…k）；比较j和g的大小，如果j≤g，则将I(n)信号与Q(n)信号分别截去前面j-1位符号位，且将I(n)信号与Q(n)信号同时后面补j-1个0的数据位，即将I(n)信号与Q(n)信号同时放大2^j-1倍；反之，将I(n)信号与Q(n)信号分别截去前面g-1位符号位，且将I(n)、Q(n)信号后面补g-1个0的数据位，即将I(n)信号与Q(n)信号同时放大2^g-1倍。 

本发明的有益效果： 

1）  针对量化值较小的FM信号的解调，传统数字解调器在数字下变频，抽取滤波等一系列复杂乘加运算中，即要保证数据运算的不溢出，又要控制数字下变频输出基带正交双通道信号I(n)、Q(n)量化的位数，就会导致实际输出I(n)、Q(n)的有效位数过低，造成CORDIC模块的鉴相结果误差较大。该发明通过增加具有瞬时AGC功能的单元，实时检测I(n)、Q(n)量化的符号位个数，比较I(n)、Q(n)信号的符号位个数，实时等倍率放大I(n)、Q(n)信号，从而将I(n)与Q(n)信号的量化有效位个数增加至实时数字鉴频单元的CORDIC模块允许的最高有效位，以得到CORDIC模块所能达到的最高鉴相精度，进而有效降低解调的误码率。

2）  本发明不会放大信号本身，瞬时AGC单元的作用仅为了得到更精确的鉴相结果。在接收机灵敏度恒定的情况下，这有利于信号检测过程中门限的确定，无需再将门限随AGC增益做实时调整，这有利于工程化实现。 

附图说明

图1是具有瞬时AGC功能的数字FM解调原理框图。 

图2是正交双通道数字下变频与抽取滤波组成框图。 

图3是瞬时AGC单元中符号位检测流程框图。 

图4是瞬时AGC单元工作算法流程图。 

图5是高效数字鉴频单元原理框图。 

具体实施方式

下列非限制性实施例用于说明本发明。 

工作过程：参考图1所示，在本实施例中，包括以下单元：ADC单元、正交双通道数字下变频单元、抽取滤波单元、瞬时AGC单元、实时数字鉴频单元、码型变换及输出单元。通过正交双通道数字下变频单元、抽取滤波单元，将数字中频信号转化为正交的数字基带信号I(n)、Q(n)。将I(n)、Q(n)正交信号，经瞬时AGC单元，放大到IP模块CORDIC允许的最大幅度，最后经实时高效数字鉴频单元，完成鉴频，码型变换及输出结果。 

具体过程是： 

1）  将信号发生器产生的中频信号注入ADC单元，由ADC量化为数字信号后，进行以下操作：

2）  正交双通道数字下变频单元：如图2所示，主要由数控震荡器（NCO）及混频器组成，NCO的作用是产生理想的正弦及余弦信号，将中频FM调制信号分别与NCO输出的正交信号混频，得到的两路信号频谱特征是将FM信号频谱搬移到基带及更高的中频上。

3）  抽取滤波单元：如图2所示，抽取滤波单元由CIC抽取滤波器及FIR补偿滤波器组成，经过正交双通道数字下变频单元得到的两路信号进入抽取滤波单元，滤除中频成分，只保留基带频率成分的信号，且根据带宽抽取得到符合奈奎斯特定理的采样率，这样输出的两路基带信号即正交的I(n)、Q(n)信号。 

4）  瞬时AGC单元：正交的I(n)、Q(n)信号经瞬时AGC单元，实时检测量化的符号位个数，截去冗余的符号位，尽量将I(n)或Q(n)信号中的符号位减到最少，有效位个数增加到CORDIC模块允许的最高有效位，即实时、等倍率地将I(n)、Q(n)信号放大到IP模块CORDIC允许的最大幅度，增加了CORDIC的鉴相精度。以保证CORDIC模块始终工作在计算精度最高的环境下。具体过程为： 

首先，实时检测I(n)、Q(n)量化的符号位个数：具体过程如图3所示，量化位数为k（k=2,3….，k越大鉴相精度越高，k值根据工程需要确定）的I(n)信号进入瞬时AGC单元，首先检测第k位是否和第k-1位相同，如果不同则符号位个数为1，如果相同，则继续检测第k-1位是否和第k-2位相同，如果不同，则符号位个数为2，如果相同，则继续第k-2位和第k-3位的比较，依次类推，直到相邻两位不同，统计之前的相同位个数，即最终的符号位。Q(n)的符号位个数检测流程与上述I(n)信号相同。

然后，I(n)、Q(n)信号实时等倍率放大：具体过程如图4所示，由上述流程检测出I(n)符号位个数j（j=1,2,3…k）、Q(n)符号位个数g（g=1,2,3…k），比较j和g的大小，如果j≤g，则将I(n)、Q(n)信号分别截去前面j-1位，且将I(n)、Q(n)信号后面补j-1个0，即将信号放大2的j-1次方倍，反之，将I(n)、Q(n)信号分别截去前面g-1位，且将I(n)、Q(n)信号后面补g-1个0，即将信号放大2的g-1次方倍。这就使得I(n)、Q(n)被实时、等倍率地放大到IP模块CORDIC允许的最大幅度，增加了CORDIC的鉴相精度。 

5）  实时数字鉴频单元：如图5所示，将经过瞬时AGC单元放大后的I(n)、Q(n)信号通过CORDIC模块，实时计算相位，再通过相位的差分运算，实时计算出瞬时频率。 

6）  码型变换及输出单元：根据计算出的瞬时频率与频率编码的映射关系，解调出码元，输出解调结果。 

其中没有设置瞬时AGC单元时，ADC单元、正交双通道数字下变频单元、抽取滤波单元、实时数字鉴频单元、码型变换及输出单元的工作原理参见:祝林啸，吴嗣亮.一种调频数字正交调节方法【J】.电讯技术，2005,(04):120-123. 

实施例1： 

基于本发明，实现了具有瞬时AGC功能的数字FM解调器，达到了较低的误码率。具体实施实例如下：

1）           实施条件：

信号发生器：安捷伦4438C；

中频信号载频70MHz；

ADC采样速率1G/s；

FM信号码速率分别为100kb/s、2Mb/s、15.5Mb/s；

每种码速率注入的信号功率分别为-10dBm、0dBm；

2）           实测误码率分别如下表所示：

表1  符号率为100kb/s时，误码率对比

表2  符号率为2Mb/s时，误码率对比

表3  符号率为15.5Mb/s时，误码率对比

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。