具有奇异值分解及前置最小均方误差的发射波束成形

摘要

发射波束成形可以对发射信号进行引导，以降低MIMO系统的诸空间之间的干扰，并且在接收机处达成相长合并。一种进行引导矩阵计算的方法包括使用奇异值分解(SVD)。值得注意的是，SVD的奇异值(其代表MIMO系统中的诸流强度)呈降序。在均等调制中，信号强度降级使得最晚的流的接收EVM较差并且增加了分组差错的概率。MMSE可以被用来对SVD中计算出的引导矩阵的引导向量进行加权。对诸奇异值的这种加权可以平衡诸流的SNR，藉此改善分组差错率。

说明书

背景

技术领域

本发明涉及多输入多输出(MIMO)通信系统，尤其涉及使用奇异值分解以及前置最小均方误差进行MIMO发射波束成形。

相关技术

在射频通信系统中，使用多根天线可以在不使用额外的带宽或者不增加发射功率的情况下增加数据吞吐量。在称为多输入多输出(MIMO)的一种天线配置中，在发射机和接收机两者上都使用了多根天线。具体而言，发射机藉由多根天线通过矩阵信道将多个流发送到接收机，接收机使用其诸天线来接收那多个流。矩阵信道是由发射天线与接收天线之间的所有路径构成的。

波束成形(其改变天线(发射天线和/或接收天线)的方向性)可以被用来达成空间选择性，并藉此改善MIMO系统的性能。为了进行发射波束成形，一个或多个引导矩阵可以被应用于待发射的数据，以确保从发射天线发射的信号相长地到达每一个指定的接收天线处并且相消地到达除了指定的接收天线以外的其他接收天线处。这些引导矩阵可以控制每一个天线所发射的信号的相位和振幅。

发明概述

描述了在多输入多输出(MIMO)通信系统中改善分组差错率的方法。本方法包括在收发机(包括发射机和接收机)处解压缩多个存储着的波束成形引导矩阵。这些存储着的波束成形引导矩阵与该收发机接收的射频(RF)信号的多个副载波相关联。可以藉由奇异值分解(SVD)来分解奇异值。可以基于这些奇异值来计算预测信噪比(SNR)。在一个实施例中，计算预测SNR可以包括计算经平均奇异值。可以基于奇异值来确定MIMO通信系统所使用的流的最大数目。最小均方误差(MMSE)以及预测SNR可以被用来对存储着的针对这些流的波束成形引导矩阵的引导向量进行加权。经加权的引导向量可以被应用到待由该收发机发射的数据以生成经波束成形的数据流。

还描述了MIMO系统中的收发机。该收发机包括被配置为解压缩多个存储着的波束成形引导矩阵的引导矩阵检索块。引导矩阵检索块可以包括前置最小均方误差(前置MMSE)块，其被配置为基于预测信噪比(SNR)来确定最大数据流数目，以及使用预测SNR和最大数据流数目对存储着的波束成形引导矩阵的引导向量进行加权。该收发机可以进一步包括编码块、多个乘法器、以及基带处理块。编码块可以被配置为接收待发射的数据，并且将该数据拆分成与多个副载波对应的多个数据流，其中最大数据流数目等于或小于所述多个数据流。每一个乘法器都可以接收来自前置MMSE块的输入并接收这多个数据流之一。基带处理块可以被配置为将来自这多个乘法器的经波束成形的输出从频域转换到时域中，并且生成多个发射信号。

引导矩阵检索块可以进一步包括相位平滑块、内插/解群块、相位偏移块、以及平滑块。相位平滑块可以被配置为通过将一个或多个引导向量旋转预定的相位差来提供相位连续性。内插/解群块可以被配置为对经解压缩的引导矩阵进行内插以获得与所有副载波相关联的波束成形引导矩阵。在一个实施例中，内插/解群块可包括平滑滤波器，用于使噪声对存储着的波束成形引导矩阵的作用最小化。相位偏移块可以被配置为补偿在动态带宽引导中由循环移位定义(CSD)所引起的相位差。平滑块可以被配置为提供存储着的波束成形引导矩阵在频域中的连续性。

描述了MIMO系统中的另一种收发机。该收发机包括用于在收发机处解压缩多个存储着的波束成形引导矩阵的装置，用于确定MIMO通信系统所使用的流的最大数目(基于奇异值的最大数目)的装置，用于使用最小均方误差(MMSE)和预测SNR来对这多个存储着的针对这些流的波束成形引导矩阵的引导向量进行加权的装置，以及用于将经加权的引导向量应用到待由该收发机发射的数据以生成经波束成形的数据流的装置。

描述了MIMO通信系统中的又一种收发机。该收发机包括用于解压缩多个存储着的波束成形引导矩阵的装置，用于使用前置最小均方误差(前置MMSE)方程以及预测信噪比(SNR)来对存储着的波束成形引导矩阵进行加权的装置，用于将待发射的数据拆分成与多个副载波对应的多个数据流的装置，用于将来自用于解压缩的装置的输出和来自用于拆分的装置的输出相乘以生成经波束成形的信号的装置，以及用于将经波束成形的信号从频域转换到时域中藉此生成多个发射信号的装置。

还描述了存储有用于改善MIMO通信系统中的分组差错率的指令的非瞬态计算机可读介质。此些指令在由收发机的处理器执行时执行以下步骤，包括：解压缩多个存储着的波束成形引导矩阵，基于奇异值来计算预测信噪比(SNR)，基于奇异值来确定该MIMO通信系统所使用的流的最大数目，使用最小均方误差(MMSE)以及预测SNR来对这些流的引导向量进行加权，以及将经加权的引导向量应用到待由该收发机发射的数据以生成经波束成形的数据流。

附图简要说明

图1解说了配置成提供奇异值分解(SVD)以及前置最小均方误差(前置MMSE)的示例性收发机。

图2解说了示例性引导矩阵计算块。

图3解说了示例性矩阵检索块。

图4解说了用于收发机的示例性SVD前置MMSE技术。

图5解说了在有无发射波束成形以及前置MMSE的情况下针对3个流的仿真结果。

附图详细描述

图1解说了示例性收发机100(其可以执行接收和发射功能两者，即，包括接收机和发射机)，其配置成确定以及应用引导矩阵来进行波束成形。在本实施例中，收发机100包括M条接收链和M条发射链(M是大于1的整数)。接收射频(RF)信号(例如空数据分组(NDP)探通分组)的接收天线101₁-101_M耦合到接收信号处理块102。接收信号处理块102可以检测分组、在有需要时放大RF信号、对RF信号进行滤波、对经滤波的信号执行模数转换(ADC)、将经数字化的信号从时域转换到频域(使用快速傅里叶变换)。

接收信号处理单元102生成N个经处理信号，其中N是所使用的OFDM副载波的数目，并且这N个经处理信号中的每一个对应于一特定的OFDM副载波。耦合到接收信号处理块102的信道估计块103可以接收这N个经处理信号。信道估计块103可以使用收到码元中的训练码元来确定与这N个OFDM副载波相对应的N个估计信道矩阵。

耦合到信道估计块103的引导矩阵计算块104可以为这N个OFDM副载波中的每一个生成一个或多个引导矩阵。因此，针对这N个OFDM副载波，存在至少N个引导矩阵。应当注意，这N个引导矩阵中的每一个的行数和列数取决于空-时流的数目。在一个实施例中，引导矩阵计算块104也可以对引导矩阵进行编群及压缩以使得存储此信息所需的存储器最小化。题为“Transmitter Beamforming Steering Matrix Processing And Storage(发射机波束成形引导矩阵处理和存储)”、公开于2012年1月19日、并通过援引纳入于此的美国专利申请公开2012/0014415描述了示例性的压缩技术。在一个实施例中，可以使用Givens旋转来执行压缩。耦合到引导矩阵计算块104的引导矩阵存储块105可以存储这些引导矩阵。

为了进行发射波束成形，这些存储着的信息可以被访问和使用。具体而言，耦合到引导矩阵存储块105的引导矩阵检索块106可以访问存储着的矩阵(如有需要则提供解压缩、以预测SNR进行加权、以及解群)并且将它们作为输入提供给乘法器108₁-108_N。

编码块107接收待发射的数据并且将该数据拆分成对应于这N个OFDM副载波的N个数据流。编码块107和引导矩阵检索块106耦合到乘法器108₁-108_N。使用来自于编码块107和引导矩阵检索块106的输入，乘法器108₁-108_N生成经波束成形的输出。耦合到乘法器108₁-108_N的基带处理块109可以将这N个经波束成形的输出从频域转换到时域中(例如使用快速傅里叶逆变换(IFFT))，提供恰适的调制和放大，并且生成M个发射信号。耦合到基带处理块109的发射天线110₁-110_M可以发射经处理的信号。在一个实施例中，接收信号处理块102、信道估计块103和引导矩阵计算块104可以被表征为收发机100的接收机的一部分，而引导矩阵存储块105、引导矩阵检索块106、编码块107、混频器108_1-N和基带处理块109可以被表征为收发机100的发射机的一部分。引导矩阵存储块105中的这些值在本文中也被称为反馈，因为接收机将关于发射波束成形的信息反馈给发射机。

图2解说了示例性引导矩阵计算块104。在该实施例中，引导矩阵计算块104包括平滑块201、奇异值分解(SVD)块202、压缩块203以及编群块204。平滑块201从信道估计块103(图1)接收信道估计(H)并且为每一个OFDM副载波生成信道矩阵(其中每一个OFDM副载波与特异的引导矩阵相关联)。平滑块201可以由能够使噪声对信道估计的作用最小化的滤波器来实现。举例来说，示例性滤波器包括移动平均滤波器或者任何合适的低通滤波器。平滑块201输出经平滑的信道估计H_S。

奇异值分解(SVD)块202可以分解经平滑的信道估计H_S以生成多个引导矩阵V，其中每一个OFDM副载波有一个引导矩阵与之对应。SVD块202可以将每一个引导矩阵分解为左正交矩阵和右正交矩阵以及对角矩阵(均会在以下进一步详述)。值得注意的是，该对角矩阵是由呈降序的奇异值S构成的。使用SVD引导矩阵的均等信道调制可以在第一流上提供最好的SNR，并在最后一个流上提供最差的SNR。非均等信道调制可以有利地在发射波束成形中为不同SNR提供合适的调制类型。应当注意，在不使用非均等调制的情况下，具有最低SNR的流将会主导分组差错率。SVD块202还可以通过对诸奇异值S取平均来生成这些副载波的预测信噪比(SNR)。每一个流的预测SNR将是通过在有效副载波上对诸奇异值取平均来计算的。

压缩块203对与诸OFDM副载波相关联的这些引导矩阵V进行压缩。在一个实施例中，可以使用Givens旋转来提供此压缩。在一个实施例中，编群块204接收预测SNR以及经压缩引导矩阵CV，但是仅保留预定义数目的引导矩阵以便减小存储所需的存储器或者反馈开销。保留的引导矩阵的数目可以基于压缩系数、可用存储、允许的开销、副载波差错率等来确定。在一个优选的实施例中，SNR连同与所保留的引导矩阵相关联的副载波(如在适用的标准(例如802.11n、802.11ac等)中所定义的)、以及编群信息(Ng＝0,1,2,等等)也可以被作为反馈进行发送。这样，引导矩阵存储块105(图1)可以存储经编群且经压缩的引导矩阵，预测SNR、以及定义的副载波。

图3解说了示例性引导矩阵检索块106。在本实施例中，引导矩阵检索块106包括解压缩块301，其将与每一个OFDM副载波相关联的经压缩引导矩阵CV解压缩。在一个实施例中，解压缩块301可以实现从Givens角来重新生成引导矩阵的功能性。空间映射块302可以将空间映射矩阵应用到经解压缩的引导矩阵V以得到等效信道以及显式探通信道。

前置最小均方误差(前置MMSE)块303可以使用加权方法来平衡诸流的强度，即，以与发射天线的数目等量的方式引导最多的流。在其中(收发机100的)接收机并不支持最大似然(ML)解码器一个实施例中，前置MMSE块303还可以确定使数据流的数目与发射链的数目同量的速率。此外，预测SNR(由引导矩阵存储块105提供并由前置MMSE模块303访问)可以被用来对存储着的波束成形引导矩阵的向量进行加权。

由于由SVD块202生成的引导矩阵并不是唯一性的，因此跨诸经解压缩的引导矩阵的相位也可能在频域中不是连续的。跨接连的引导矩阵的引导向量的相位连续性可以确保接收机处的更好性能。在一个实施例中，相位平滑块304可通过将一个或多个引导向量旋转预定的相位差来确保相位连续性。相位差估计和相位旋转操作可以针对与所有副载波相关联的每一组接连引导矩阵来执行。

内插/解群块305可以对经解压缩的引导矩阵进行内插以获得与所有副载波相关联的引导矩阵。如上所提及的，编群块204(图2)可以指示仅应存储这些引导矩阵的子集。引导矩阵内插/解群块305可使用任何内插技术(例如，线性内插、样条内插等)来取得在编群过程期间被丢弃的引导矩阵。例如，引导矩阵内插/解群块305可以从与存储着的引导矩阵相关联的Givens角来确定与被丢弃的引导矩阵相关联的Givens角。在一个实施例中，内插/解群块305还可包括平滑滤波器以使得噪声对引导矩阵的作用最小化。

相位偏移块306可以补偿在动态带宽引导中由CSD(循环移位定义，参见例如IEEE 802.11n标准，图20.2)引起的相位差。在一个实施例中，CV报告的带宽可能与经引导分组的带宽不同。具体而言，为了降低探通和反馈开销，可以使用具有较宽带宽的CV报告来引导较窄带宽的分组。例如，当接收到80MHz带宽的CV报告时，该80MHz带宽CV的局部副载波可以被用来引导20MHz或者40MHz带宽的分组。替换地，20MHz带宽的分组可以用40MHz的CV报告来引导。应当注意，需要相位偏移来正确地选择对应的副载波并且内插任何缺失的频调。此外，需要相位偏移来校正不同发射链上的CSD相位差。该相位偏移可使用下式来计算：

Δθ＝exp(j2π·csd·(Δf))

其中Δf是引导和探通之间的中心频率差。

应当注意，当应用引导矩阵时，可能会改变发射天线的功率。在此情形中，为了符合IEEE(EVM以及频谱遮罩)以及管制要求，功率加权块307可以引入功率系数以限制在每一条Tx(发射)链上发射的带内功率。功率加权块307的第一实施例可以对每一条链应用不同的比例来发射最大功率。功率加权块307的第二实施例向所有链应用相同的比例来保持波束成形方向，但是发射较小的功率。V平滑块308能够确保引导矩阵在频域中的连续性。

回到图2，对于每一个副载波，SVD块202可以将信道响应分解为两个正交矩阵和一个对角矩阵。正交矩阵是方阵，其所有的向量(列和行)具有单位长度。对角矩阵是方阵，其在对角线上(左上角到右下角)有值，而在所有非对角线位置上具有0。

具体而言，每一个副载波的信道矩阵可以由SVD块202分解如下：

H_nxm＝U_nxnS_nxmV′_mxm

其中U是n×n正交酉阵，V’(V的共轭转置)是m×m正交酉阵，并且S是n×m对角矩阵。S的对角线元素S_i,j被称为H的奇异值。U的n列以及V的m列分别被称为H的左奇异向量和右奇异向量。

通过在引导矩阵检索块106中移除右侧正交矩阵，等效信道矩阵就将变成在诸流间没有干扰的正交矩阵。具体而言，具有引导矩阵的等效信道可以被表示为：

H_eq＝US

并且收到信号Y可以被表示为：

其中x是发射的信号并且N为噪声。假设在接收机处有理想的信道均衡，那么该信号可以被表示为：

$>{\mathrm{SU}}^{\prime }Y=S^2·X+{\mathrm{SU}}^{\prime }N=\left(\begin{array}{c}{s}_1^2{x}_1\\ s_2^2{x}_2\\ .\\ .\\ .\\ s_m^2{x}_m\end{array}\right)+\hat{N}$>

其中为估计的噪声。

由于奇异值呈降序(s₁≥s₂≥…≥s_m)，因此在均等调制中，最后一个流上的最低功率可能会主导分组差错率。因此，在均等调制中，发射的流的数目通常小于发射天线的数目。值得注意的是，在使用均等调制以及最多流发射的情况下，经平衡的奇异值可以提供更好的总分组差错率。

为了发射最多的数据流藉此确保发射波束成形的最大吞吐量，在发射机端，信道可以被预均衡。如下文所讨论的，在MIMO系统中，前置MMSE块303可有利地在发射流的数目等于发射天线的数目时隔离这些流，并且降低接收机处的干扰。前置MMSE块303也可以提高接收SNR以及改善接收机性能。对于不支持最大似然(ML)解码器的接收机，前置MMSE块303可以提供更好的等效信道并结果得到更好的性能。根据MMSE，预编码矩阵可以被表达为：

$>W=H_{\mathrm{est}}^H·{({\Sigma }^2·\alpha +H_{\mathrm{est}}·H_{\mathrm{est}}^H)}^{-1}$>

其中Σ²是由接收机上的流噪声功率构成的对角矩阵，α是比例系数，以及H_est是由接收机提供的信道估计。理想情况下，具有预编码矩阵的等效信道对于每一个副载波来说变成单位矩阵，并且消去了其他流间的相互流干扰。

针对高SNR，如果在上述MMSE方程中忽略了偏项Σ²·α，那么接收(即，预测)SNR取决于信道响应。因此，理想情况下，预编码矩阵可以被表达为W＝H^-1。

假设具有预编码矩阵的总接收功率为E_s，并且预编码矩阵的功率为P＝mean(|W|²)，那么发射信号可以被表示为：

$>\mathrm{Tx}=\sqrt{P^{-1}}W·X$>

而接收到的信号可以被表示为：

$>\mathrm{Rx}=\sqrt{E_s{P}^{-1}}X+n$>

因此，具有预编码矩阵W的接收SNR可以由下式表示：

SNR_MMSE＝SNR·P^-1

其中，$>\mathrm{SNR}=\frac{E_s}{{\sigma }^2}$>

应当注意，前置MMSE的偏项并不只是针对信道估计误差，而是也针对总发射功率的限制。这样，适当的偏置可以达成更好的接收机性能，尽管牺牲了一些流的SNR。应当注意，由于发射功率的约束，ML解码器可能会提供比使用前置MMSE更好的结果。但是前置MMSE发射波束成形可以为不具有ML解码器的接收机改善性能。

由于任何信道矩阵都能够被SVD分解，因此右侧正交矩阵以及奇异值可以被用来代替信道估计，从而降低反馈(即，由图1的引导矩阵存储块105存储的值，其代表从接收机向收发机100的发射机所做的反馈)的开销。IEEE802.11ac标准中的下行链路多用户(DL-MU)应用提供了具有每频调引导矩阵和每频调SNR(其等同于每频调奇异值)的反馈。在采用该反馈格式的情况下，具有预编码矩阵的等效信道可以是理想情况下估计的信道的左侧正交矩阵。由于这些矩阵是正交的，因此天线间的干扰在接收机中被消去了。

具有DL-MU反馈格式的MMSE方程可以被写为：

W＝(V·S)·(Σ²·α+(V·S)^H·(V·S))^-1

其中H_est＝USV^H。

在IEEE 802.11n/ac标准中，对于单用户发射波束成形(SU-TxBF)而言，反馈信息只包含引导矩阵以及每流SNR，其中每流SNR是跨诸副载波的经平均SNR。对于SVD发射波束成形而言，预编码矩阵是引导矩阵V的右侧正交矩阵。当在发射机上应用右侧正交矩阵时，流的接收SNR取决于SVD分解的经平均奇异值。

在引导矩阵检索块106从引导矩阵存储块105中检索到存储着的矩阵之后，新的预编码矩阵可以根据引导矩阵V和每流SNR来计算。MMSE方程可以根据每流SNR对原始引导向量应用不同的加权。对引导向量进行加权将会重排流功率，但有利地保留等效信道的正交性。值得注意的是，诸流间的干扰仍然得以减轻，并且经重排的功率将会为均等调制提供诸流上更平衡的SNR。对于不具有ML解码器的接收机，这将会在发射流的数目等于发射天线的数目时提供一些益处。

用于单用户发射波束成形反馈的MMSE由下式表示：

$>W=V·{(\Sigma ·\alpha +\mathrm{diag}\left(\sqrt{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{stream}}}\right))}^{-1}$>

其中SNR_stream是每流SNR的向量。

由于受限的发射功率可能主导了前置MMSE的性能，因此MMSE方程中的偏项可以被设置为预测的流SNR的平均值，并且接收机的噪声本底是不需要的。这样，MMSE方程可以被写为：

$>W=V·{\left(\mathrm{dian}(\mathrm{mean}\left(\sqrt{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{stream}}}\right)+\sqrt{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{strean}}})\right)}^{-1}$>

值得注意的是，使用平均流SNR确保了等效信道在绝大多数流中具有平衡的功率。例如，当发射流的数目和发射天线的数目等于3时，则前置MMSE加权结果导致两个平衡的SNR以及一个较差的SNR。概言之，对于不具有ML检测器的接收机而言，在使用3个流的情况下的分组差错率(PER)可得以改善。如上所述的技术(即SVD前置MMSE)使用了IEEE 802.11n/ac标准中的单用户发射波束成形反馈格式，并将发射波束成形率扩展到最大数目的流。

参考上述方程作为上下文，图4解说了可由收发机100(图1)使用的示例性SVD前置MMSE技术400。应当注意，MMSE包含了噪声项，以便计算出的均衡器系数具有更少误差。由于均衡器系数以及预编码矩阵是在发射机处被应用于发射波束成形(TxBF)中的，所以使用术语“前置MMSE”。步骤401可以接收SNR以及经解压缩的由引导矩阵存储块105存储的波束成形引导矩阵。在此刻，可以从对角矩阵(其形成经解压缩的波束成形引导矩阵的一部分)中提取奇异值S。如上文所提及，奇异值S呈降序，并且在MIMO系统中表示流强度。步骤402可以确定数据流的最大数目。典型情况下，流的数目少于发射天线的数目，这一点随即可以得到利用。具体而言，步骤403可以使用MMSE对引导向量进行加权从而以一个或(至多)少数几个流为代价来平衡诸流的SNR。步骤404可以将经加权的引导向量应用到待发射的数据，藉此生成给收发机的经波束成形的数据流。

上述动态带宽引导意味着20MHz的分组可以用80MHz(或经压缩的40MHz)引导矩阵报告来引导(即，由图1的引导矩阵存储块105提供)。替换地，40MHz的分组可以用80MHz引导矩阵报告来引导。

图5解说了在有无发射波束成形(txbf＝0意味着没有使用发射波束成形，txbf＝1意味着使用了发射波束成形)以及SVD前置MMSE(pre_mmse＝0意味着没有使用SVD前置MMSE，pre_mmse＝1意味着使用了SVD前置MMSE)的情况下针对3个流的仿真结果。如图5中所示，无论调制和编码方案(MCS)501、502、503或504是什么，使用SVD前置MMSE进行发射波束成形均提供了显著的性能改善。

SVD前置MMSE发射波束成形可在于收发机中执行的一个或多个计算机程序中实现，该收发机包括耦合成从数据存储系统接收数据和指令以及向其传送数据和指令的至少一个可编程处理器、至少一个输入设备、以及至少一个输出设备。每一计算机程序可以用高级过程或面向对象编程语言、或以汇编或机器语言(若期望)来实现；并且在任何情形中，该语言均可以是经编译或解释的语言。作为示例，合适的处理器包括通用和专用微处理器两者、以及其他类型的微控制器。一般而言，处理器将从只读存储器和/或随机存取存储器接收指令及数据。一般而言，计算机将包括用于存储数据文件的一个或多个海量存储设备；此类设备包括磁盘(诸如内部硬盘和可移动盘)、磁光盘、以及光盘。适于有形地体现计算机程序指令和数据的存储设备包括所有形式的非易失性存储器，例如包括半导体存储设备(诸如EPROM、EEPROM、和闪存设备)，磁盘(诸如内部硬盘和可移动盘)，磁光盘、以及CDROM盘。上述的任何内容可用专用集成电路(ASIC)来补充或被纳入ASIC中。

上文描述的本发明的各种实施例只是为了解说本发明的原理，而并非意在将本发明的范围限定于所描述的特定实施例。因此，本发明只由随附的权利要求及其等效方案所限定。