一种基于重叠差分循环相干积分的BOC调制信号捕获方法

摘要

本发明涉及GNSS(全球卫星导航系统)中接收机的捕获处理领域，具体涉及的是一种基于重叠差分循环相干积分的BOC调制信号捕获方法。本发明包括：接收机接收中频信号作为处理数据的接收信号；将去除载波之后的信号作为4条支路的输入信号；将数据块进行自身叠加处理；本地生成要捕获卫星的PRN码以及经过BOC调制之后的BOC信号，并分别进行快速傅里叶变化；进行傅里叶反变换，求模；本地PRN码作相乘处理，并进行傅里叶反变换；做减法运算，保留得到的值以及共轭值；将本条支路所得的共轭值与下一支路同一等级的值做乘积处理。本发明能够较好的捕获到弱信号，使得接收机对于弱信号的适应性得到提高。

说明书

技术领域

本发明涉及GNSS(全球卫星导航系统)中接收机的捕获处理领域，具体涉及的是一种 基于重叠差分循环相干积分的BOC调制信号捕获方法。

背景技术

随着卫星导航技术的快速发展，使得新一代卫星导航系统(GNSS—Global Navigation  Satellite Systems)呈现出一种多级竞争与优势互补的崭新局面。卫星导航系统也从独立建设 开始走向合作开发利用，为了使多个导航系统之间实现兼容，使卫星导航频段能够频带共享 以及频谱分离，同时达到较高的检测精度和性能要求，所以新一代卫星导航信号均采用二进 制偏移载波(BOC—Binary Offset Carrier)调制方式。与BPSK(双相移位键控)调制方式相比 较，BOC调制使系统在性能上拥有多方面的优势：BOC调制在信道噪声和抗多径方面，可以 获得比BPSK调制更好的性能，该性能的提高主要源于BOC调制可以将信号能量更多的集中 到信号所在带宽的边缘位置，增加信号的有效带宽；可以通过不同的频带占有方式减少与公 共频带上已有导航信号间的干扰；改进的BOC调制方式既可以实现在信号上下边带分别承载 不同信号的功率，又能简化发射端基带发生器和高频功率放大器的设计。当然BOC调制方式 也是存在缺点的，那就是自相关函数(ACF—Autocorrelation Function)具有多边峰特性，并 且边峰的个数会随着调制阶数的提高而增加，容易使信号在捕获或跟踪时出现模糊点，从而 造成误捕获或误跟踪现象，给测距带来模糊性。

目前，已经提出了一些方法来解决BOC调制信号模糊问题，主要有以下几种方法：(1) bump and jump通过增加两路额外的相关器，即远超前和远滞后相关器，通过比较相邻两峰 的接收功率，确保即时支路所产生的本地码能够与接收信号对齐，保证即时支路捕获到主峰， 降低误锁概率。该方法优势在于一旦锁定主峰，具有较高的跟踪精度，缺点是由于它是基于 主峰和两侧边峰功率大小比较，所以当信噪比较低时会有很高的漏检和虚警概率，并且一旦 发生误锁情况，所需的恢复时间较长，因此对于实时性的场合不太适合。(2)BPSK-like方法， 该方法主要有两种典型的代表应用，分别被命名为“B&F”法和“M&H”法，其核心思想是 利用BOC调制信号功率谱主瓣与BPSK调制信号功率谱相似的特性，实现BOC自相关函数 的单峰特性，但该方法也是存在着不足和局限的，例如由于采用了滤波器，对于单边带处理 情况会存在3db的衰减，对于双边带来说，会有0.5db的衰减，而且该方法也丧失了BOC调 制信号高精度跟踪性能的优势，所以需要进一步改进和优化处理。(3)三路并行相关的捕获 算法，该算法是基于时域串行操作的，通过附加两条支路避免BOC调制信号相关零点的影响。 过程是通过本地产生3路BOC信号，并以其中一路的相位为基准，另外两路分别为超前和滞 后支路。三路信号并行处理，最大值超过门限则认为捕获到信号，该方法的缺点是只适用于 BOC(n,n)型信号。(4)自相关边峰消除技术(ASPeCT——auto-correlation side-peak cancellation  technique),通过利用BOC自相关函数平方与BOC/PRN互相关函数平方之间的特殊特点来 实现去除边峰的目的，但是该方法只适用于SinBOC(n,n)型。

目前提出的解决BOC调制信号捕获问题都是在较强信号的情况下，而对于微弱BOC信 号的捕获，还基本没有人涉及，但是由于城市中是使用定位系统较多的地方，而在城市中信 号会被衰减到很弱的情况，在这种情况下，上述提出的BOC信号捕获就基本不能够使用了， 所以要对微弱BOC信号的捕获算法进行研究就成了不可避免的趋势。

发明内容

本发明的目的在于为了能够对BOC弱信号进行捕获，提出一种可以有效捕获到弱信号， 并且计算量不大的改进弱信号方法与自相关边峰消除法相结合，改造成适合于BOC(1,1)型 的基于重叠差分循环相干积分的BOC调制信号捕获方法。

本发明的目的是这样实现的：

步骤1：接收机接收一段长为20Mms+10ms距离的中频信号作为处理数据的接收信号， M＝1,2,3…，对接收信号进行去载波处理，与本地复现的载波复正弦信号进行混频处理，多普 勒频移范围(ω_Dmin,ω_Dmax)，搜索频率步进Δω_D，检测阈值γ,

接收信号为：

s(k)是在采样时间t_k时的接收信号，c(t_k-t_s)为初始码相位为t_s的BOC码序列；为初始载波 相位；频率ω_IF是中频，ω_D是载波信号的多普勒频移；n(k)是高斯白噪声；k＝0,1,…N-1， 为处理数据段的采样点数；

将接收信号s(k)与本地载波复正弦信号进行混频处理，滤除 高频分量后得到：

为第i次载波频率搜索点与接收信号间的频率差值；是第i次的本 地载波的多普勒频移；为对应的相位差值；当频率差值Δω_d＝0时，即本地复现 的载波频率与接收信号的载波频率相等时，实现载波的完全剥离，得到包含常数因子的接收 到的BOC序列为：

步骤2：将去除载波之后的信号作为4条支路的输入信号，其中支路1不做延迟处理，支 路2延迟5ms，支路3延迟10ms，支路4延迟15ms；

步骤3：每个数据块之间有5ms数据的重叠，依次记为其中m＝1,2,3，…， M，将数据块进行自身叠加处理，将每一个10ms长度的数据块叠加成1ms的长度，分别记为m＝1，2…M，对1ms数据进行FFT处理，

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FY}}_1^m\\ {\mathrm{FY}}_2^m\\ {\mathrm{FY}}_3^m\\ {\mathrm{FY}}_4^m\end{array}\right)=\mathrm{FFT}\left(\left(\begin{array}{c}{y}_1^m\\ y_2^m\\ y_3^m\\ y_4^m\end{array}\right)\right)m=\mathrm{0,1},...M;$

步骤4：本地生成要捕获卫星的PRN码以及经过BOC调制之后的BOC信号，并分别进行 快速傅里叶变化，且取复共轭，

C_prn＝(FFT(c_prn))^*

C_boc＝(FFT(c_boc))^*

其中c_prn表示卫星信号的PRN码，c_boc表示本地生成的BOC信号，*表示进行取复共轭操作；

步骤5：将经过步骤3处理后的信号与经过步骤4处理后的本地BOC信号作相乘处理， 并进行傅里叶反变换，再求模，

$\left(\begin{array}{c}{B}_1^m\\ B_2^m\\ B_3^m\\ B_4^m\end{array}\right)=\mathrm{IFFT}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FY}}_1^m*C_{\mathrm{boc}}\\ {\mathrm{FY}}_2^m*C_{\mathrm{boc}}\\ {\mathrm{FY}}_3^m*C_{\mathrm{boc}}\\ {\mathrm{FY}}_4^m*C_{\mathrm{boc}}\end{array}\right)m=\mathrm{1,2},...M;$

步骤6：将经过步骤3处理后的信号与经过步骤4处理后的本地PRN码作相乘处理，并 进行傅里叶反变换，再求模，

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{CA}}_1^m\\ {\mathrm{CA}}_2^m\\ {\mathrm{CA}}_3^m\\ {\mathrm{CA}}_4^m\end{array}\right)=\mathrm{IFFT}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FY}}_1^m*C_{\mathrm{prn}}\\ {\mathrm{FY}}_2^m*C_{\mathrm{prn}}\\ {\mathrm{FY}}_3^m*C_{\mathrm{prn}}\\ {\mathrm{FY}}_4^m*C_{\mathrm{prn}}\end{array}\right)m=\mathrm{1,2},...M;$

步骤7：用步骤5的结果与步骤6的结果做减法运算，保留得到的值以及共轭值，

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1^m\\ Z_2^m\\ Z_3^m\\ Z_4^m\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\left|B_1^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_1^m\right|\\ \left|B_2^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_2^m\right|\\ \left|B_3^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_3^m\right|\\ \left|B_4^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_4^m\right|\end{array}\right)m=\mathrm{1,2},...M;$

步骤8：将本条支路所得的共轭值与下一支路同一等级的值做乘积处理，判断其中没有 数据位跳变的支路，选取出，与捕获门限做比较，判断是否捕获到信号，如果捕获到则进行 跟踪环节，否则调整本地载波和本地码，重新重复该过程：

$A=Z_1^1{\left(Z_2^1\right)}^{*}+Z_1^2{\left(Z_2^2\right)}^{*}+...+Z_1^M{\left(Z_2^M\right)}^{*}$

$B=Z_2^1{\left(Z_3^1\right)}^{*}+Z_2^2{\left(Z_3^2\right)}^{*}+...+Z_2^M{\left(Z_3^M\right)}^{*}$

$C=Z_3^1{\left(Z_4^1\right)}^{*}+Z_3^2{\left(Z_4^2\right)}^{*}+...+Z_3^M{\left(Z_4^M\right)}^{*}$

$D=Z_4^1{\left(Z_1^2\right)}^{*}+Z_4^2{\left(Z_1^3\right)}^{*}+...+Z_4^M{\left(Z_1^{M+1}\right)}^{*}$

通过比较这4个式子峰值的大小，确定数据跳变位于哪组分块中，将不存在跳变的分块 组所对应的差分相干累积结果的峰值与预先设定的检测阈值γ作比较，判断信号是否捕获成 功，如果结果Y大于检测阈值γ则表明捕获成功；若小于检测阈值γ，则表明当前的卫星信 号并没有捕获成功，调节载波频率步进，重复以上的搜索过程，直到卫星信号捕获成功。

本发明的有益效果在于：

(1)本发明采用的是差分循环相干积分法。该方法将相邻的2个信号块进行共轭相乘， 然后判断其中不含数据跳变的数据段，优点是能够较好的捕获到弱信号，使得接收机对于弱 信号的适应性得到提高。

(2)本发明中对接收数据进行了叠加处理，减小了相干积分的运算量，从而提高了捕获 速度。

(3)本发明采用了重叠差分的理念，可以实现较长时间的相干积分与差分相干运算的结 合。

(4)本发明将弱信号捕获方法与自相关边峰消除法相结合，改造成适合于BOC(1,1) 型调制信号，有利于接收机对于新型卫星导航信号的捕获的发展。

附图说明

图1是重叠差分分块示意图；

图2是自相关边峰消除法原理图；

图3方法原理图；

图4是检测概率对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步描述。

该方法的步骤如下：

步骤1：接收机接收一段长为20Mms+10ms距离的中频信号作为处理数据，M＝1,2,3…，选 取的信号长度越长，则信号的捕获效果越好，将该数据信号进行去载波处理，使其与本地复 现的载波复正弦信号进行混频处理，设定合适的多普勒频移范围(ω_Dmin,ω_Dmax)，以及搜索频 率步进Δω_D，同时设定检测阈值γ。

步骤2：将去除载波之后的信号作为4条支路的输入信号，其中支路1不做延迟处理， 支路2延迟5ms，支路3延迟10ms，支路4延迟15ms。

步骤3：将每个数据块进行叠加处理，即对该10ms数据进行对应相位的叠加，将其处理 成1ms信号，然后对其进行快速傅里叶变化处理。由于信号应用传统的相干累积所得出的输出 和应用先叠加后相关方式得出的输出效果上一样，而应用先叠加后相关的算法可以有效的减 少计算量，所以在此处使用该方法。

步骤4：本地生成要捕获卫星的PRN码以及经过BOC调制之后的BOC信号，并分别进行 快速傅里叶变化，且取复共轭。

步骤5：将经过步骤3处理后的信号与经过步骤4处理后的本地BOC信号作相乘处理， 并进行傅里叶反变换，再求模。

步骤6：将经过步骤3处理后的信号与经过步骤4处理后的本地PRN码作相乘处理，并 进行傅里叶反变换，再求模。

步骤7：用步骤5的结果与步骤6的结果做减法运算，保留得到的值以及它的共轭值。

步骤8：将本条支路所得的共轭值与下一支路同一等级的值做乘积处理，例如，支路1 的块1的共轭值与支路2的块1的值做乘积处理，支路2的块1的共轭值与支路3的块1的 值做乘积处理，支路4的块1的共轭值与支路1的块2的值做乘积处理,判断其中没有数据位 跳变的支路，选取出，与捕获门限做比较，判断是否捕获到信号，如果捕获到则进行跟踪环 节，否则调整载波频率步进，重新重复该过程。

本发明描述的方法是针对于新型卫星调制信号的捕获方法，即BOC调制弱信号捕获方法， 该发明采用了差分循环相干积分法，该方法的创新之处是首次采用了重叠差分循环相关积分 与自相关边峰消除法相结合，实现了BOC调制弱信号的捕获，实现了较长时间的相干积分与 差分相干运算的结合，本发明将相邻的2个数据块进行重叠共轭相乘，然后在4个结果中选 取出不含数据跳变的数据段，使其与设定门限作比较，而且该发明对噪声的放大相对来说比 较小，从而改善了信号的信噪比，并且与一般的方法相比计算量也不大。本发明方法如图3 所示，步骤如下：

步骤1：接收机接收一段长为20Mms+10ms距离的中频信号作为处理数据，M＝1,2,3…，选 取的信号长度越长，则信号的捕获效果越好，将该数据信号进行去载波处理，使其与本地复 现的载波复正弦信号进行混频处理，设定合适的多普勒频移范围(ω_Dmin,ω_Dmax)，以及搜索频 率步进Δω_D，同时设定检测阈值γ。

具体过程如下：

设接收信号的信号模型为：

式(1)中：s(k)是在采样时间t_k时的接收信号，c(t_k-t_s)为初始码相位为t_s的BOC码序列；为 初始载波相位；频率ω_IF是中频，ω_D是载波信号的多普勒频移；n(k)是高斯白噪声；k＝0,1,… N-1，为处理数据段的采样点数。

将接收信号s(k)与本地载波复正弦信号进行混频处理。滤除高 频分量后得到：

式(2)中：为第i次载波频率搜索点与接收信号间的频率差值；是第i 次的本地载波的多普勒频移；为对应的相位差值；当频率差值Δω_d＝0时，即本 地复现的载波频率与接收信号的载波频率相等时，便可实现载波的完全剥离，最终会得到包 含常数因子的接收到的BOC序列为：

步骤2：将去除载波之后的信号作为4条支路的输入信号，其中支路1不做延迟处理，支 路2延迟5ms，支路3延迟10ms，支路4延迟15ms。

具体过程如下：将去除载波之后的信号作为4条支路的公共输入信号，但是在4条支路 处理前，要做一些操作，即使支路1不做延迟处理，支路2做出延迟5ms的操作，支路3延 迟10ms，支路4延迟15ms。

步骤3：将每个数据块进行叠加处理，即对该10ms数据进行对应相位的叠加，将其处理 成1ms信号，然后对其进行快速傅里叶变化处理。由于信号应用传统的相干累积所得出的输出 和应用先叠加后相关方式得出的输出效果上一样，而应用先叠加后相关的算法可以有效的减 少计算量，所以在此处使用该方法。

具体过程如下：

如图1所示，每个块与每个块之间有5ms数据的重叠，依次记为其中 m＝1,2,3，…，M。例如，第一个20ms数据长度(并不一定刚好是一个数据位)被分割成4 块，依次记为需要用到下一个20ms数据中的前5ms，第二个数据块分 割后的数据依次记为依次类推，最后一个块的数据表示为

将这些数据块进行自身叠加处理，即将每一个10ms长度的数据块叠加成1ms的长度， 分别记为m＝1，2…M。这样再对该1ms数据进行处理时实际上是对10ms 的数据进行了处理，将数据进行FFT处理。

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FY}}_1^m\\ {\mathrm{FY}}_2^m\\ {\mathrm{FY}}_3^m\\ {\mathrm{FY}}_4^m\end{array}\right)=\mathrm{FFT}\left(\left(\begin{array}{c}{y}_1^m\\ y_2^m\\ y_3^m\\ y_4^m\end{array}\right)\right)m=\mathrm{0,1},...M---\left(3\right)$

步骤4：本地生成要捕获卫星的PRN码以及经过BOC调制之后的BOC信号，并分别进行 快速傅里叶变化，且取复共轭。

C_prn＝(FFT(c_prn))^*

C_boc＝(FFT(c_boc))^*

其中c_prn表示卫星信号的PRN码，c_boc表示本地生成的BOC信号，*表示进行取复共轭操 作。

步骤5：将经过步骤3处理后的信号与经过步骤4处理后的本地BOC信号作相乘处理， 并进行傅里叶反变换，再求模。

$\left(\begin{array}{c}{B}_1^m\\ B_2^m\\ B_3^m\\ B_4^m\end{array}\right)=\mathrm{IFFT}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FY}}_1^m*C_{\mathrm{boc}}\\ {\mathrm{FY}}_2^m*C_{\mathrm{boc}}\\ {\mathrm{FY}}_3^m*C_{\mathrm{boc}}\\ {\mathrm{FY}}_4^m*C_{\mathrm{boc}}\end{array}\right)m=\mathrm{1,2},...M---\left(4\right)$

步骤6：将经过步骤3处理后的信号与经过步骤4处理后的本地PRN码作相乘处理，并 进行傅里叶反变换，再求模。

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{CA}}_1^m\\ {\mathrm{CA}}_2^m\\ {\mathrm{CA}}_3^m\\ {\mathrm{CA}}_4^m\end{array}\right)=\mathrm{IFFT}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FY}}_1^m*C_{\mathrm{prn}}\\ {\mathrm{FY}}_2^m*C_{\mathrm{prn}}\\ {\mathrm{FY}}_3^m*C_{\mathrm{prn}}\\ {\mathrm{FY}}_4^m*C_{\mathrm{prn}}\end{array}\right)m=\mathrm{1,2},...M---\left(5\right)$

步骤7：用步骤5的结果与步骤6的结果做减法运算，保留得到的值以及它的共轭值。

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1^m\\ Z_2^m\\ Z_3^m\\ Z_4^m\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\left|B_1^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_1^m\right|\\ \left|B_2^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_2^m\right|\\ \left|B_3^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_3^m\right|\\ \left|B_4^m\right|-\left|{\mathrm{CA}}_4^m\right|\end{array}\right)m=\mathrm{1,2},...M---\left(6\right)$

步骤8：将本条支路所得的共轭值与下一支路同一等级的值做乘积处理，例如，支路1 的块1的共轭值与支路2的块1的值做乘积处理，支路2的块1的共轭值与支路3的块1的 值做乘积处理，支路4的块1的共轭值与支路1的块2的值做乘积处理，判断其中没有数据 位跳变的支路，选取出，与捕获门限做比较，判断是否捕获到信号，如果捕获到则进行跟踪 环节，否则调整本地载波和本地码，重新重复该过程。

具体过程如下：

$A=Z_1^1{\left(Z_2^1\right)}^{*}+Z_1^2{\left(Z_2^2\right)}^{*}+...+Z_1^M{\left(Z_2^M\right)}^{*}---\left(7\right)$

$B=Z_2^1{\left(Z_3^1\right)}^{*}+Z_2^2{\left(Z_3^2\right)}^{*}+...+Z_2^M{\left(Z_3^M\right)}^{*}---\left(8\right)$

$C=Z_3^1{\left(Z_4^1\right)}^{*}+Z_3^2{\left(Z_4^2\right)}^{*}+...+Z_3^M{\left(Z_4^M\right)}^{*}---\left(9\right)$

$D=Z_4^1{\left(Z_1^2\right)}^{*}+Z_4^2{\left(Z_1^3\right)}^{*}+...+Z_4^M{\left(Z_1^{M+1}\right)}^{*}---\left(10\right)$

假设在20Mms+6ms位置处发生数据跳变，M＝1,2,3…，由于数据是进行10ms分块，相 邻两个数据块之间有5ms的数据重合，所以含有数据跳变的块为和这两项。

通过观察上述4个等式，可以看出，等式(7)、(8)、(9)、(10)中不包含和这两 项的只有等式(9)，由于导航数据比特跳变出现在这些分块中时，那么该分块的前后差分相 关将会出现较大的削弱，导致最终的累积结果出现较大的衰减，而不存在跳变的数据块，其 差分相关累积结果将有比较大的累计值。通过比较这4个式子峰值的大小，就可以确定数据 跳变位于哪组分块中。将不存在跳变的分块组所对应的差分相干累积结果的峰值与预先设定 的检测阈值γ作比较，判断信号是否捕获成功。将得到的结果与检测阈值γ作比较，如果结 果Y大于检测阈值γ则表明捕获成功；若小于检测阈值γ，则表明当前的卫星信号并没有捕 获成功，调节载波频率步进，重复以上的搜索过程，直到卫星信号捕获成功。