一种接收机高动态环境下自适应跟踪方法

摘要

本发明公开了一种接收机高动态环境下自适应跟踪方法。该方法通过实时检测接收机跟踪信号的动态特性和信噪特性来调整跟踪环路中的锁频环、锁相环和锁频环辅助锁相环环路滤波器的带宽，使其保持最优值；同时还调整锁频环辅助锁相环的辅助系数来增大跟踪环路的动态适应范围，提高跟踪环路在高动态环境下的稳定性。本发明提出跟踪方法能够使接收机在动态变化环境下及时调整自身参数，将跟踪卫星导航信号的误差保持在较小的范围内，克服了现有技术中接收机在高动态环境下跟踪误差大，容易发生失锁现象的缺点。

说明书

技术领域

本发明涉及卫星通信接收机，尤其涉及一种接收机高动态环境下自适应跟踪方法。

背景技术

北斗卫星导航系统(以下简称BD)是我国自主建设、独立运行，并与世界其他卫星 导航系统兼容共用的全球卫星导航系统。由5颗地球静止轨道(GEO)卫星、27颗中圆 地球轨道(MEO)卫星和3颗倾斜地球同步轨道(IGSO)卫星组成。目前北斗卫星导航 系统已成功发射16颗卫星，形成了区域服务能力，面向我国及周边大部分地区提供无源 定位、导航和授时等服务。

BD卫星信号有B1、B2和B3三个频点，其中B1和B2为两个民用信号。B1和B2 信号由I、Q两个支路的“测距码+导航电文”正交调制在载波上构成。

BD接收机的基带信号处理主要包括捕获、跟踪、同步(帧同步和位同步)和导航解 算等步骤。BD接收机在通过天线接收到相应频点的载波信号后，将载波信号经过下变频 和模数转换变成中频数字信号，提供给捕获模块。捕获模块通过复现中频载波和测距码以 及调整它们的参数来获取所有可见卫星的载波频率和测距码相位的粗略值。跟踪环路基于 捕获模块得到的信息对可见卫星的载波频率和测距码的相位进行进一步的精确测量。当跟 踪环路成功锁定卫星信号时，就可以进行位同步，以及帧同步操作，最后根据得到的电文 信息进行位置、速度、时间(PVT)解算。

在BD接收机中，跟踪环路通过对BD信号的载波频率和测距码相位进行精确跟踪， 并根据码跟踪环测量的测距码相位获取伪距信息，从同相支路中解调出导航电文信息，从 而为导航解算提供所需的伪距和电文数据。因此，跟踪环路测量的伪距精度和导航电文解 调质量直接决定了BD接收机的定位精度。

在跟踪环路中，环路滤波器的性能决定着跟踪环路的性能，而决定环路滤波器性能的 主要是环路滤波器的阶数和噪声带宽。高的阶数能够跟踪高阶次的动态信号。窄的噪声带 宽有助于滤除环路中噪声，提高环路的跟踪精度。宽的噪声带宽跟踪范围较大，适合跟踪 动态较高的信号，但同时也会增大环路中的噪声。目前，现有的BD接收机跟踪环路至少 包括锁频环、锁相环以及锁频环辅助锁相环中的一种，其阶数和环路带宽早已设定，限制 了环路的动态适用范围，在高动态环境下容易造成跟踪误差加大，甚至环路失锁的现象。 具体问题如下：

1)锁相环虽然对载波跟踪误差较小，但是动态性能较差，在高动态环境下跟踪载波 相位难度较大，容易失锁；

2)锁频环虽然对动态信号有较大的跟踪范围，但是跟踪误差比较大；

3)锁频环辅助锁相环虽然在一定程度上能够改善跟踪环路的动态性能，但是其固定 的初始环路带宽限制了环路动态范围和抗噪声干扰的能力。而且，虽然基于卡尔曼滤波技 术的跟踪环路能够较好地跟踪信号，但是其复杂度高，而且软件实现成本高。

发明内容

针对上述问题，本发明提出了一种新的接收机高动态环境下自适应跟踪方法，其包括 以下步骤：

S100、根据捕获的中频载波频率和测距码相位，初始化载波发生器和测距码发生器 产生信号的相关参数；

S200、利用载波发生器和测距码发生器产生的信号对中频载波数字信号进行载波剥 离和测距码剥离，提取基带数字信号；

S300、对基带数字信号进行鉴相、鉴频和载噪比计算；

S400、根据鉴相、鉴频和载噪比计算结果，按照预设的数学映射关系求取新的锁频 环路带宽和锁相环路带宽以及锁频环辅助锁相环的辅助系数；

S500、根据新的锁频环路带宽和锁相环路带宽以及锁频环辅助锁相环的辅助系数重 新设置环路滤波器的带宽；

S600、根据环路滤波器的输出结果调整载波发生器和测距码发生器，返回步骤S200。

根据本发明的实施例，上述步骤S100中，所述相关参数包括载波发生器的相位增量 控制字和测距码发生器的初始相位；

可以按照下式初始化载波发生器的相位增量控制字△P_f：

$\Delta P_f=\frac{2^M·f_{\mathrm{carr}}}{f_{\mathrm{clk}}}$

式中，M为载波发生器的相位累加器的字长，f_clk为载波发生器的时钟，f_carr为捕获 的中频载波频率值；

可以按照下式初始化测距码产生器的初始相位C_pha0：

C_pha0＝C_pha

式中，C_pha为捕获的测距码相位值。

根据本发明的实施例，上述步骤S300中，所述鉴相包括码环鉴相和载波环鉴相，所 述鉴频包括载波环鉴频。

根据本发明的实施例，优选地，上述步骤S300中，可以先对基带数字信号进行积分 累加，然后再对积分累加结果进行鉴相、鉴频和载噪比计算。

根据本发明的实施例，上述步骤S400中，所述数学映射关系包括将时间间隔T_K内载 噪比计算结果的均值作为t时刻被跟踪卫星信号的载噪比

${\overline{\mathrm{CNR}}}_t=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}\mathrm{CNR}\left(k\right)$

式中，CNR(k)是第k个载噪比计算结果，K为时刻t-T_K到时刻t之间载噪比计算结 果的个数。

根据本发明的实施例，上述步骤S400中，所述数学映射关系包括根据下式计算新的 i阶锁频环的环路带宽Bf_i'：

${{\mathrm{Bf}}_i}^{\prime }=\sqrt[2i+1]{\frac{{\pi }^2{T}^2·{\overline{\mathrm{CNR}}}_t·{\left(V^{(i+1)}\right)}^2·{\left({\lambda }_i\right)}^{2i}}{9F·(1+\frac{1}{T·{\overline{\mathrm{CNR}}}_t})}}$

式中，i表示锁频环阶数，V⁽ⁱ⁺¹⁾表示接收机载体速度的i+1阶导数，λ_i为i阶锁频环环 路带宽与特征频率的比例系数，为t时刻被跟踪卫星信号的载噪比，T为积分累加时 间，F为一个与载噪比有关的参数。

根据本发明的实施例，上述步骤S400中，所述数学映射关系包括根据下式计算新的 j阶锁相环的环路带宽Bp_j'：

$B{p_j}^{\prime }=\sqrt[2j+1]{\frac{4{\overline{\mathrm{CNR}}}_t·{\left({\mu }_j\right)}^{2j}·{\left(V^{\left(j\right)}\right)}^2}{9(1+\frac{1}{2T·{\overline{\mathrm{CNR}}}_t})}}$

式中，j表示锁相环阶数，V^(j)表示接收机载体速度的j阶导数，μ_j为j阶锁相环环 路带宽与特征频率的比例系数，为t时刻被跟踪卫星信号的载噪比，T为积分累加时 间。

根据本发明的实施例，上述步骤S500中，所述数学映射关系包括：

计算接收机载体t时刻的视距加速度a_t和视距加加速度a_t'；

$a_t=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}{f}_e\left(k\right)·(B{f}_i/{\lambda }_i),{a_t}^{\prime }=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}{f}_e\left(k\right)·{(B{f}_i/{\lambda }_i)}^2$

式中，f_e(k)为第k个载波环鉴频结果，K为时刻t-T_K到时刻t之间输出的载波环鉴 频结果的个数，λ_i为i阶锁频环环路带宽与特征频率的比例系数，Bf_i为i阶锁频环当前的 环路带宽；

如果视距加速度和视距加加速度均小于对应的门限阈值，设置锁频环辅助锁相环的辅 助系数α>1，0<β<1；

如果视距加速度大于对应的门限阈值而视距加加速度小于对应的门限阈值，设置锁频 环辅助锁相环的辅助系数0<α<1，β>1；

如果视距加速度和视距加加速度均大于对应的门限阈值，设置锁频环辅助锁相环的辅 助系数0<α<0.5，β>1。

根据本发明的实施例，进一步地，上述步骤S500中，所述环路滤波器包括锁频环、 锁相环以及锁频环辅助锁相环环路环滤波器和码环滤波器，根据新的锁频环的环路带宽、 锁相环的环路带宽，以及辅助系数α与载波环鉴相器输出的鉴相结果的乘积，辅助系数β 与载波环鉴频器输出的鉴频结果的乘积重新设置锁频环、锁相环以及锁频环辅助锁相环环 路环滤波器的带宽。

根据本发明的实施例，进一步地，进一步地，上述步骤S600中，根据锁频环辅助锁 相环环路环滤波器的输出结果，载波发生器调整产生信号的相关参数，根据滤波后的码环 鉴相结果，测距码发生器调整产生信号的相关参数。

与现有技术相比，本发明提出的技术方案具有以下优点：

1、通过实时检测接收机的动态特性和信噪特性来调整环路的带宽，使得跟踪环路能 够在动态变化的环境下，尤其在高动态变化的环境下及时调整环路滤波器的带宽，使其保 持最优值，将跟踪误差始终保持在较小的范围内。

2、通过调整锁频环辅助锁相环的辅助系数进一步增大跟踪环路的动态适应范围，从 而增强了跟踪环路在动态变化的环境下，尤其在高动态变化的环境下的稳定性。

3、本发明提出技术方案克服了现有技术中接收机在高动态环境下跟踪误差大，容易 发生失锁现象的缺点，而且复杂程度低，可以借助软件很方便地实现。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且部分地从说明书中变得显而 易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求 书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例 共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是本发明实施例中所采用的BD接收机的跟踪环路的结构框图；

图2是本发明实施例中BD接收机的自适应跟踪方法的实施流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行详细地描述。

图1显示了本发明实施例中所采用的BD接收机的跟踪环路的结构框图。其中，载波 NCO和码环NCO分别表示载波发生器和测距码发生器，为数控振荡器。FLL辅助PLL 环路环滤波器为锁频环辅助锁相环环路环滤波器的缩写。

该BD接收机按照图2所示的流程图工作，能够将跟踪卫星导航信号的误差控制在较 小的范围内。

S100、根据捕获的中频载波频率和测距码相位，初始化载波发生器和测距码发生器 产生信号的相关参数。具体内容如下。

当BD接收机通过天线接收到相应频点的载波信号后，经过下变频和模数转换将载波 信号变成中频数字信号，提供给捕获模块。捕获模块复现中频载波和测距码，得到中频载 波频率f_carr和测距码相位的粗略值C_pha。

根据获得的中频载波频率值f_carr和测距码相位值C_pha，初始化载波发生器和测距码发 生器产生信号的相关参数。在本实施例中，这些相关参数包括载波发生器的相位增量控制 字△P_f，以及测距码发生器的初始相位C_pha0。其中：

$\Delta P_f=\frac{2^M·f_{\mathrm{carr}}}{f_{\mathrm{clk}}}$C_pha0＝C_pha

其中，M为载波发生器的相位累加器的字长，f_clk为载波发生器的时钟。

S200、利用载波发生器和测距码发生器产生的信号对中频数字信号进行载波剥离和 测距码剥离，提取基带数字信号。具体内容如下。

载波发生器和测距码发生器分别产生相应的信号对经过模数转换得到的中频数字信 号进行载波剥离和测距码剥离，从而得到以下六路基带数字信号：

超前码i_E(n)q_E(n)正交两路；

即时码i_P(n)q_P(n)正交两路；

滞后码i_L(n)q_L(n)正交两路；

其中n＝0,1,2…为采样点序号。

S300，对基带数字信号进行鉴相、鉴频和载噪比计算。具体内容如下。

在本发明实施例中，优选地，还对上述六路基带信号进行积分累加，得到以下六路低 速基带数据：

$I_E\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{kN}}{\overset{(k+1)N-1}{\Sigma }}{i}_E\left(n\right),Q_E\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{kN}}{\overset{(k+1)N-1}{\Sigma }}{q}_E\left(n\right),$

$I_P\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{kN}}{\overset{(k+1)N-1}{\Sigma }}{i}_P\left(n\right),Q_P\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{kN}}{\overset{(k+1)N-1}{\Sigma }}{q}_P\left(n\right),$

$I_L\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{kN}}{\overset{(k+1)N-1}{\Sigma }}{i}_L\left(n\right),Q_L\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{kN}}{\overset{(k+1)N-1}{\Sigma }}{q}_L\left(n\right),$

其中，k＝0,1,2…为累加后数据点序号，T为积分累加时间，N为时间T内原始中频 数据采样点个数。

然后将六路低速基带数据输入给码环鉴相器、载波环鉴相器、载波环鉴频器和载噪比 计算单元，进行相应的鉴相、鉴频和载噪比计算(如图1所示)。其中，码环鉴相器输出 的鉴相结果记为φ_e(k)，载波环鉴相器输出的鉴相结果记为θ_e(k)，载波环鉴频器输出的鉴 频结果记为f_e(k)，载噪比计算单元输出的计算结果记为CNR(k)。

应当理解的是，本实施例中，对基带数字信号进行积分累加，然后对积分累加的结果 进行鉴相、鉴频和载噪比计算，是为了进一步降低噪声干扰。但这并不排除，直接对基带 数字信号进行鉴相、鉴频和载噪比计算的可行性。

S400、根据鉴相、鉴频和载噪比计算结果，按照预设的数学映射关系求取新的锁频 环路带宽和锁相环路带宽以及锁频环辅助锁相环的辅助系数。具体内容如下。

在本实施例中，优选收集时间间隔T_K内载噪比计算单元输出的结果，取其均值作为t 时刻被跟踪卫星信号的载噪比

${\overline{\mathrm{CNR}}}_t=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}\mathrm{CNR}\left(k\right)$

其中，CNR(k)是第k个载噪比计算结果，K为时刻t-T_K到时刻t之间载噪比计算单 元输出的结果的个数。

根据下式计算新的(即下一时刻)i阶锁频环的环路带宽Bf_i'：

${{\mathrm{Bf}}_i}^{\prime }=\sqrt[2i+1]{\frac{{\pi }^2{T}^2·{\overline{\mathrm{CNR}}}_t·{\left(V^{(i+1)}\right)}^2·{\left({\lambda }_i\right)}^{2i}}{9F·(1+\frac{1}{T·{\overline{\mathrm{CNR}}}_t})}}$

其中，i表示锁频环阶数，V⁽ⁱ⁺¹⁾表示接收机载体速度的i+1阶导数，λ_i为i阶锁频环环 路带宽与特征频率的比例系数，T是积分累加时间。F是一个与被跟踪卫星信号的载噪 比有关的参数，当载噪比大于给定的阈值时，F取1，当载噪比小于给 定的阈值时，F取2。

根据下式计算新的(即下一时刻)j阶锁相环的环路带宽Bp_j'：

$B{p_j}^{\prime }=\sqrt[2j+1]{\frac{4{\overline{\mathrm{CNR}}}_t·{\left({\mu }_j\right)}^{2j}·{\left(V^{\left(j\right)}\right)}^2}{9(1+\frac{1}{2T·{\overline{\mathrm{CNR}}}_t})}}$

其中，j表示锁相环阶数，V^(j)表示接收机载体速度的j阶导数，μ_j为j阶锁相环环 路带宽与特征频率的比例系数，T是积分累加时间。

基于鉴频器输出的鉴频结果f_e(k)，计算接收机载体t时刻的视距动态值，也即计算视 距加速度a_t和视距加加速度a_t'：

$a_t=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}{f}_e\left(k\right)·(B{f}_i/{\lambda }_i),{a_t}^{\prime }=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}{f}_e\left(k\right)·{(B{f}_i/{\lambda }_i)}^2$

其中，f_e(k)为第k个鉴频结果，K为时刻t-T_K到时刻t之间输出鉴频结果的个数；Bf_i为当前时刻i阶锁频环的环路带宽。

在本实施例中，锁频环辅助锁相环的辅助系数α和β根据视距加速度a_t和视距加加速 度a_t'的大小，按照以下机制重新设置：

假设给定了视距加速的门限阈值和视距加加速度的门限阈值

当时，辅助系数取值α>1，0<β<1；

当时，辅助系数取值0<α<1，β>1；

当时，辅助系数取值0<α<0.5，β>1。

S500、根据新的锁频环路带宽和锁相环路带宽以及锁频环辅助锁相环的辅助系数重 新设置环路滤波器的带宽。具体内容如下：

根据新的锁频环的环路带宽Bf_i'，新的锁相环的环路带宽Bp_j'，以及新的辅助系数α与 载波环鉴相器输出的鉴相结果θ_e(k)的乘积，新的辅助系数β与载波环鉴频器输出的鉴频 结果f_e(k)的乘积重新设置锁频环、锁相环以及锁频环辅助锁相环环路环滤波器的带宽。

S600、根据环路滤波器的输出结果调整载波发生器和测距码发生器，返回步骤S200。

具体地，如图1所示，根据锁频环辅助锁相环环路环滤波器的输出结果，载波发生器 调整产生信号的相关参数，并据此产生新的信号，进行新一轮的载波剥离；同时根据码环 滤波器的输出结果(也即滤波后的鉴相结果φ_e(k))，测距码发生器调整产生信号的相关 参数，并据此产生新的信号，进行新一轮的测距码剥离。

通过这种反复循环调整，BD接收机将跟踪卫星导航信号的误差保持在较小的范围 内，实现了对卫星的载波频率和测距码相位的精确测量。

本发明提出的跟踪方法，根据检测接收机所处环境的动态特性和信号的噪声特性来实 时调整跟踪环路中环路滤波器的带宽以及锁频环和锁相环的辅助系数，使得跟踪环路在动 态变化的环境下及时调整自身参数，将跟踪误差保持在较小的范围内，同时还增大了跟踪 环路的动态适应范围，提高了跟踪环路的稳定性，解决了现有的BD接收机在高动态环境 下跟踪环路误差大、容易发生失锁的问题。此外，上述实施例中设定的数学映射关系可以 通过向接收机原有的中央控制单元中写入相应的软件实现，无需增加额外的成本，实现复 杂度低。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管 参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然 可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行 等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方 案的范围。