一种具有快速响应特性的DC-DC变换器

摘要

本发明涉及集成电路设计领域，具体的说涉及一种具有快速响应特性的DC-DC变换器。本发明的变换器包括依次连接的BUCK变换器、线性稳压器和占空比控制信号产生电路，将传统Buck变换器和线性稳压器的输出端相连，Buck变换器用于提供稳态负载电流，提高整体变换效率，而线性稳压器用于在基准电压阶跃和负载电流阶跃下提供瞬时电流，加快整个变换器的响应速度。本发明尤其适用于DC-DC变换器。

说明书

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，具体的说涉及一种具有快速响应特性的DC-DC变换器。

背景技术

在电源设计中，瞬态响应速度和变换效率都是关键的技术指标。传统的降压变换器主要有以下两种结构：一种是图1所示的开关变换器(Buck)，这种变换器的优点是效率很高，但响应速度较慢，一方面，电感电流上升/下降斜率受制于输入输出电压，在瞬态阶跃下不能快速改变输出电流，另一方面，开关变换器的环路带宽一般低于开关频率的五分之一，受开关频率限制，环路响应时间长。另一种是图2所示的线性稳压器，其结构简单，容易实现较高的带宽，在瞬态阶跃下可以快速改变调整管输出电流，响应速度快，其缺点是效率依赖于输入输出电压差，难以实现较高的效率。在一些对响应速度和变换效率都有较高要求的应用中，如包络跟踪技术，传统的开关变换器和线性稳压器都不能满足要求。

发明内容

本发明的目的，就是针对上述传统电路存在的问题，提出一种具有快速响应特性的DC-DC变换器。

本发明的技术方案是，一种具有快速响应特性的DC-DC变换器，其特殊在于，包括依次连接的BUCK变换器、线性稳压器和占空比控制信号产生电路；所述线性稳压器为推挽输出型线性稳压器，由PMOS管MP1、NMOS管MN1、第一误差放大器EA1、第二误差放大器构成EA2；其中MP1的源极接电源VDD，其栅极接第一误差放大器的输出端，其漏极接第一误差放大器的同相输入端；MP1的漏极与第一误差放大器的同相输入端的连接点接BUCK变换器的输出端与MN1的漏极，此连接点为整个变换器的输出电压VOUT；MN1的栅极接第二误差放大器的输出端，其源极接地VSS；第一误差放大器的反相输出端与第二误差放大器的反相输入端接基准电压Vref；所述占空比控制信号产生电路由PMOS管MP2、MP3、MP4、NMOS管MN2、电阻R1、R2构成；其中，MP2的源极接电源VDD，其栅极接第一误差放大器的输出端与MP1的栅极的连接点，其漏极通过R1后接地VSS；MN2的栅极接第二误差放大器的输出端与MN1的栅极的连接点，其源极接地VSS，其漏极接MP3的漏极；MP3的漏极与栅极互连，其源极接电源VDD，其栅极接MP4的栅极；MP4的源极接电源VDD，其漏极通过R2接地VSS；MP2与R1的连接点为占空比控制信号产生电路的正输出端，MP4的漏极与R2的连接点为占空比控制信号产生电路的负输出端，占空比控制信号产生电路的正输出端与负输出端电压之差为占空比控制信号V_E。

本发明的有益效果为，将传统Buck变换器和线性稳压器的输出端相连，Buck变换器用于提供稳态负载电流，提高整体变换效率，而线性稳压器用于在基准电压阶跃和负载电流阶跃下提供瞬时电流，加快整个变换器的响应速度。

附图说明

图1为传统Buck变换器结构示意图；

图2为传统线性稳压器结构示意图；

图3为本发明DC-DC变换器整体结构示意图；

图4为基准电压阶跃(负载为恒定电阻R)下的瞬态响应示意图；

图5为负载电流阶跃(负载为电流源I_LOAD)下的瞬态响应示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述。

本发明通过结合开关变换器和线性稳压器各自在效率和响应速度方面的优点，提出一种新型DC-DC变换器方案，将开关变换器和线性稳压器并联组合在一起，可以同时实现快速响应速度和高变换效率。

如图3所述，本发明所述DC-DC变换器，包括依次连接的BUCK变换器、线性稳压器和占空比控制信号产生电路。所述Buck变换器采用与图1相同的传统结构，包括接外部电源的占空比调制器、与占空比调制器输出端连接的PMOS管、NMOS管以及LC网络。所述线性稳压器为推挽输出型线性稳压器，由PMOS管MP1、NMOS管MN1、第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2构成；其中MP1的源极接电源VDD，其栅极接第一误差放大器的输出端，其漏极接第一误差放大器的同相输入端；MP1的漏极与第一误差放大器的同相输入端的连接点接BUCK变换器的输出端与MN1的漏极，此连接点为整个变换器的输出电压VOUT；MN1的栅极接第二误差放大器的输出端，其源极接地VSS；第一误差放大器的反相输出端与第二误差放大器的反相输入端接基准电压Vref。所述占空比控制信号产生电路由PMOS管MP2、MP3、MP4、NMOS管MN2、电阻R1、R2构成；其中，MP2的源极接电源VDD，其栅极接第一误差放大器的输出端与MP1的栅极的连接点，其漏极通过R1后接地VSS；MN2的栅极接第二误差放大器的输出端与MN1的栅级的连接点，其源极接地VSS，其漏极接MP3的漏极；MP3的漏极与栅极互连，其源极接电源VDD，其栅极接MP4的栅极；MP4的源极接电源VDD，其漏极通过R2接地VSS；MP2与R1的连接点为占空比控制信号产生电路的正输出端；MP4的漏极与R2的连接点为占空比控制信号产生电路的负输出端，正输出端与负输出端电压之差为占空比控制信号V_E。

本发明所述Buck中的占空比调制器可根据占空比控制信号V_E调节Buck占空比：当V_E>0时，Buck占空比增大，当V_E<0时，Buck占空比减小。所述推挽输出型的线性稳压器中，误差放大器EA1和EA2将输出电压V_OUT与基准电压V_REF之差放大后分别控制MP1和MP2的电流：当V_OUT<V_REF时，上管MP1开启，下管MN1趋于关断；当V_OUT>V_REF时，下管MN1开启，上管MP1趋于关断；稳态下V_OUT＝V_REF，上下管都趋于关断。

本发明的工作原理为：

线性稳压器上下功率管的电流分别为I_MP1和I_MN1，MP1/MP2和MN1/MN2两个电流镜的镜像比都为M:1，MP3/MP4电流镜的镜像比为1：1，流过MP2和MP4的电流分别为I_M1和I_M2，则I_M1＝I_MP1/M，I_M2＝I_MN1/M，电阻R1的正端电压为R·I_M1＝R·I_MP1/M，电阻R2的正端电压为R·I_M2＝R·I_MN1/M，电阻R1与电阻R2的电阻值相等，R1＝R1＝R；将电阻R1的正端电压与电阻R2的正端电压之差作为占空比控制信号V_E，则V_E与I_MP1和I_MN1的关系为：

$>V_E=\frac{I_{\mathrm{MP}1}-I_{\mathrm{MN}1}}{M}·R---\left(1\right)$>

当V_OUT<V_REF时，MP1电流增大对输出充电，MN1趋于关断，I_MP1-I_MN1>0，V_E>0，Buck占空比增大并使电感电流上升；当V_OUT>V_REF时，MN1电流增大对输出放电，MP1趋于关断，I_MP1-I_MN1<0，VE<0，Buck占空比减小并使电感电流下降；稳态下，V_OUT＝V_REF，I_MP1＝I_MN1＝0，V_E＝0，Buck占空比保持不变。

DC-DC变换器在瞬态响应下的调节过程分为两个阶段：在第1阶段，线性稳压器检测到输出电压V_OUT偏离基准电压V_REF后，以很快的响应速度开启上管或下管对输出进行充电或放电，将V_OUT快速拉回到V_REF附近，这一阶段持续时间很短。在第2阶段，线性稳压器提供额外电流来使V_OUT维持在V_REF附近，同时占空比控制信号V_E逐渐改变Buck占空比，最终使电感电流满足新的稳态负载电流的需要，由于Buck响应速度较慢，这一调节过程持续时间较长。在进入稳态之后，I_MP1和I_MN1趋于零，线性稳压器不再对输出供电。

为了具体说明上述瞬态响应的两个阶段，如图4所示，为基准电压阶跃(负载为恒定电阻R)下的瞬态响应示意图，如图5所示，为负载电流阶跃(负载为电流源I_LOAD)下的瞬态响应示意图。

根据图4所示，考虑基准上阶跃响应，以基准电压V_REF从V₁向上阶跃到V₂为起点，在检测到基准电压V_REF变化后，线性稳压器上管电流I_MP1快速增大对输出充电，输出电压V_OUT迅速上升，当V_OUT从V₁变化到V₂时，第1阶段结束并进入第2阶段。在第2阶段，为了将输出电压V_OUT维持在V₂，整个变换器需要为负载R提供大小为V₂/R的稳态负载电流，由于Buck电感电流I_L还没有上升到V₂/R，线性稳压器会提供电流去补偿不足的电感电流，在这一阶段，I_MP1+I_L＝V₂/R，保证了整个变换器总的供电电流为V₂/R，另一方面，由于I_MP1>0且I_MN1＝0，I_MP1-I_MN1>0，V_E为正，Buck变换器逐渐增大占空比使电感电流I_L上升，最终电感电流I_L上升到V₂/R达到稳态。对于基准电压下阶跃响应可以做相同方法的分析，所不同的是第2阶段的电流关系为I_L-I_MP1＝V₁/R，即该阶段整个变换器总的供电电流为V₁/R。

根据图5所示，考虑负载电流上阶跃响应，当负载电流突然从I₁增大到I₂时，输出电压V_OUT会出现瞬时下冲，但由于线性稳压器很快响应，上管电流I_MP1迅速增大对输出充电，V_OUT很快被拉回到基准电压V_REF，V_OUT下冲得到有效抑制，此为第1阶段。进入第2阶段，为了提供I₂大小的负载电流，线性稳压器上管会提供电流去补偿不足的电感电流，使整个变换器总的供电电流为I₂，即I_MP1+I_L＝I₂，此时I_MP1-I_MN1>0，V_E为正，Buck变换器逐渐增大占空比使电感电流上升，最终电感电流上升到I₂时达到稳态，此时I_MP1＝I_MN1＝0，V_E＝0，Buck占空比保持不变。负载电流下阶跃响应可以做相同方法分析，不同的是第2阶段的电流关系为I_L-I_MN1＝I₁,即该阶段整个变换器总的供电电流为I₁。