放大器、残差放大器和包括残差放大器的模拟到数字转换器

摘要

一种放大器，其包括：输入节点；输出节点；增益级，其具有增益级反相输入、增益级非反相输入和增益级输出；反馈电容器，其连接于所述增益级输出与所述增益级反相输入之间的信号路径中；采样电容器，其连接于所述输入节点与所述增益级非反相输入之间；和与所述反馈电容器并联的可控制阻抗，其中所述可控制阻抗可操作来在第一阻抗状态（其中其不影响流动通过所述反馈电容器的电流）与第二阻抗状态（其中其与所述反馈电容器协作以形成带宽限制电路）之间切换。

说明书

技术领域

本发明涉及放大器、残差放大器和包括残差放大器的ADC。

背景技术

已知放大器电路可与采样电路协同使用以获取并保持信号，并向 其施加增益。这种电路易受到噪声影响，且期望减小被采样的噪声功 率。这种放大器和采样电路组合还可以用于形成两个信号之间的差 值。这种放大器可提供于模拟到数字转换器（ADC）中以放大从流水 线ADC的一级传递到后续级的残差。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供一种放大器，其包括：

输入节点；

输出节点；

增益级，其具有增益级反相输入、增益级非反相输入和增益级输 出；

反馈电容器，其连接于所述增益级输出与所述增益级反相输入之 间的信号路径中；

采样电容器，其连接于所述输入节点与所述增益级非反相输入之 间；和

与所述反馈电容器并联的可控制阻抗，

其中所述可控制阻抗可操作来在第一阻抗状态（其中其不影响流 动通过所述反馈电容器的电流）与第二阻抗状态（其中其与所述反馈 电容器协作以形成带宽限制电路）之间切换。

因此可通过适当选择组件值来减小所述放大器和其关联的采样 电路内的噪声功率，所述采样电路可使用于残差放大器中以形成两个 输入信号之间的差值。

根据本发明的第二方面，提供一种减小采样到采样电路中的噪声 的方法，所述采样电路包括与采样开关关联的采样电容器，其中与带 宽限制电路关联的放大器连接到所述电容器的板，且可在第一阶段期 间操作以限制采样到所述采样电路的噪声，且在操作的第二阶段期间 所述放大器用作电荷转移放大器。

附图说明

本发明的实施方案现在将仅借助于非限制性实例、参考附图而描 述，其中：

图1是根据本发明的实施方案的放大器的电路图；

图2是根据本发明的实施方案的包括残差放大器的流水线模拟 到数字转换器的级的示意图；

图3是单级差分放大器的示意图；

图4是替代单级差分放大器的示意图；和

图5是示出根据本发明的实施方案的对增益块频率响应的变化 的图。

具体实施方式

图1是组成本发明的实施方案的放大器的电路图。放大器（一般 地指定为10）可例如用作流水线模拟到数字转换器的级之间的残差 放大器。然而，其也可以用于需要将信号获取到采样电容器上的其它 电路中，且所述信号的增益加强形式是输出。

一般而言，放大器10包括输入节点12和输出节点14。放大器 还包括增益块16，其具有增益块反相输入18、增益块非反相输入20 和增益块输出22。所述增益块输出22可直接连接到输出节点14，如 所示，或可经由进一步的电路（如开关）选择性地连接到输出节点， 其中期望确保输出节点14可呈现高阻抗。

增益块反相输入18通过采样电容器30连接到输出节点12。将 被采样到采样电容器30上的一个或多个信号可借助于开关而提供到 输入节点12，其中分别在信号节点36和38接收信号V1和V2的第 一开关32和第二开关34是开关的实例。

放大器还包括连接于增益块反相输入18与增益块输出22之间的 反馈电容器50。可控制阻抗60也连接于增益块反相输入18与增益 块输出22之间。

可控制阻抗60包括与开关64串联的电阻器62。可由场效应晶 体管形成的开关64可在其呈现高阻抗的第一状态与其呈现低阻抗的 第二状态之间切换。当开关64处于高阻抗状态时，大体上没有电流 流动通过可控制阻抗60，且因此增益块16仅看到在其反馈回路中的 反馈电容器50。当开关64处于其低阻抗状态时，可控制阻抗60则 大体上表现为与反馈电容器50并联的电阻器。

已知具有类似的现有技术残差放大器，但是可控制阻抗被省略， 且提供与反馈电容器50并联的简单短路开关。

如前文所提，放大器10可用作流水线ADC内的残差放大器。出 于完整性的考虑，图2示意展示流水线转换器的第N级。第N级被 示出为在第N-1级之后，且在第N+1级之前。将对本领域技术人员 显然的是可省略第N-1级和第N+1级中的一个。

第N级的输入节点80处的信号被分成两个信号路径。一个路径 可直接作为信号V1提供到信号节点36。另一信号路径进入ADC82， 其形成输入信号的数字近似。所述近似可导致直接从ADC82导出的 数字式字的模拟等效物。然而，如果ADC82不输出等效于其数字式 字的模拟值，那么ADC82的数字输出被提供为到数字到模拟转换器 84的输入，所述数字到模拟转换器84将模拟输出V_DAC作为信号V2 提供到信号节点38。

因此，可看到信号V1和V2应非常类似，且差值V1-V2是到第 N级的模拟输入与其数字近似之间的“残差”。

出于完整性的考虑，应注意，流水线ADC的第N级可转换流水 线转换器的输出字的一位或多位，且当所述残差从一级传递到下一级 时其一般受到增益，因为这改进了流水线转换器的线性和噪声性能。

残差放大器10是偏移量的来源。本文中提供的结构能使偏移量 抵消发生。放大器和其周围的采样电路也是噪声来源。本发明能使残 差放大器的噪声性能对比于现有技术的电路得以改进。

首先，电路的操作将关于其偏移量减小（自动调零）的能力来解 释。

开关32和34由时钟Φ1和Φ2驱动，且永不同时“接通”（例如， 高位或“1”）或同时处于转变，但是两者可同时处于断开（例如，低 位或0）状态。

在操作周期的上半期间，Φ1被断言，所以开关32闭合（低阻抗） 且Φ2未被断言，所以开关34断开（高阻抗）。

可控制阻抗中的开关64也可以从Φ1驱动，且因此闭合。增益 块16的放大行为是为了将其反相输入18处的电压保持与其非反相输 入20处的电压相同。非反相输入20可连接到参考电压V_ref，如供给 线V_dd和V_ss（未示出）到增益块、到参考电压或到小信号接地之间 的中点。

因此在第一阶段中，采样电容器被充电到某一电压

V_sample1=V1-V_ref   等式1

然而，在实践中，增益块由于输入级中的缺陷而具有输入偏移电 压，其可被视作添加到非反相输入的信号的电压V_{in_off}。

闭合开关64将这个输入参考偏移电压置于放大器的增益端反馈 路径中，使得如果增益块具有A倍增益（当反馈回路被破坏时）， 那么输入参考偏移V_{in_off}以A倍减小。

闭合开关64还允许电容器50放电，使得其两端没有电压差。

在操作的第二阶段中，且一旦ADC82和DAC84已有时间来操 作，那么Φ2被断言且Φ1未被断言。

这个行为导致采样电容器充电到某一值

V_sample2=V2-V_ref   等式2

差值

V_sample2-V_sample1=V2-V1   等式3

电压上的任何差异导致电荷流动到采样电容器30或电荷从采样 电容器30流动，且反馈电容器50中也发生相同电荷流动。

因此，电路的行为是为了

1）在第一阶段期间将放大器自动调零；和

2）在阶段2期间形成

其中C_sample是采样电容器30的电容，且C_feedback是反馈电容器50 的电容。

因此如果采样电容器具有1pF的电容，且反馈电容器50具有0.1 pF的电容，那么残差V2-V1将受到10倍增益。

现在，如果我们考虑电路的噪声性能，那么系统中的噪声或总噪 声功率N_pr是噪声频谱密度和带宽的乘积。

对于RC滤波器，噪声功率频谱密度是

V²n=4k_BTR   等式4

其中k_B是玻尔兹曼常数

T是开尔文温度

R是以欧姆为单位的电阻

RC电路的带宽是

$\mathrm{BW}=\frac{1}{\mathrm{RC}}·\frac{\pi }{2}·\frac{1}{2\pi }$   等式5

因此噪声功率简化为

$\frac{{4k}_B·T·R}{4R·C}=\frac{k_{B}T}{C}$等式6

电阻可以是与电容器组合的任何电阻，如输入开关的电阻。事实 上电阻都引起热噪声，且带宽限制RC滤波器引起了采样的噪声功率 将为的可能无法避免的结果。然而并非总是这种情况，且噪声功 率可随着适当选择组件而被减小到低于这个值。

在本发明中，带宽取决于Φ1和Φ2的哪个被断言而变化。这用 于改变噪声性能。

首先，考虑不提供可变阻抗60且取而代之提供简单开关的现有 技术的情况。

增益级反相输入用作虚接地。来自简单开关的阻抗和来自放大器 前端的噪声可被采样到采样电容器30上。噪声带宽受到由采样电容 器和采样开关与短路开关的串联电阻形成的滤波器的约束。一般而言 这些值较小。

因此，如果开关具有10Ω的导通电阻，且采样电容器是1_pF，那 么噪声带宽将是

$\frac{1}{4\times 10\times 1\times {10}^{-12}}=25\mathrm{GHz}$   等式7

这已经被减小，其中电流需流动通过增益块16。

例如，假设增益块是如图3中所示的运算放大器。在此，差分输 入级104的每个FET100和102具有由晶体管106和108形成的高阻 抗有源负载。结果，放大器的输出阻抗是晶体管的跨导g_m的函数

$g_m=\frac{{\mathrm{dI}}_d}{{\mathrm{dV}}_{g}s}$   等式8

其中I_d=漏极电流

V_gs=栅极-源极电压

且有效输出阻抗是

$\frac{{\mathrm{dV}}_{g}s}{{\mathrm{dI}}_d}=\frac{1}{g_m}$   等式9

跨导g_m取决于漏极电流。g_m的典型值可为约330左右。

这将噪声带宽下降到约

$\frac{1}{4\times 3300\times {10}^{-12}}=75\mathrm{MHz}$   等式10

因此现有技术电路具有大噪声接受带宽。然而，在本发明中，带 宽主要是由反馈电容器50和电阻器62的阻抗形成的滤波器的带宽所 设定。

通常这种滤波器将具有带宽

   等式11

其中R_L是与增益级的输出电阻R_out串联的电阻器62的电阻R_f， 且C_feedback是电容器50的电容。

然而，放大器用作反相放大器，所以对于具有A倍增益的放大 器，非反相输入的每+ΔV倍在输出处引起-A·ΔV倍，且因此流动通 过反馈电容器的电流等效于具有大小A·C_feedback（严格地为 (A+1)·C_feedback）的电容器，但是这些数字收敛到类似值，即，对于A>50 小于一些当前差值，其为这种放大器的非常适中的增益。

因此在阶段Φ1期间，当开关32和64闭合时，采样的噪声变得 减小很多，且可表示为

   等式12

考虑此的一种方式是将输入信号视作仅以在采样电容器30和反 馈电容器50的组合上获取（即，存储）对应电荷的程度被获取。

噪声被采样到具有电容Cs的采样电容器30和具有值Cf的反馈 电容器50的组合上，其电容通过米勒效应进一步增强。此外，从发 生在增益块的反相输入18处的噪声的角度来看，这些电容器并联出 现，所以有效电容Ce为

Ce=Cs+ACf   等式13

其中Cs是采样电容器的电容，Cf是反馈电容器的电容，且A是 增益块的增益。

电路的电阻Re主要是反馈回路中的电阻，

Re=Rf/A+R_out   等式14

所以在第一状态期间，当Φ1被断言时，噪声带宽是

   等式15

   等式16

   等式17

因为A=g_m，故我们可以使本实例中对于增益级跨导g_m的A和 R_out与有源负载相关，且

R_out=1/g_m

   等式18

分母中的每项与其它项相加，但是可看到通过使C_fR_f作为主项 而可控制分母，即，

C_fR_f>Cs(1+R_f)/g_m   等式19

在第二阶段中，当Φ1未被断言且Φ2被断言时，电荷被获取到 采样电容器和反馈电容器上。这种获取的电荷表示输入信号和来自各 种热噪声源（开关和增益级）的噪声两者。由反馈电容器50获取的 电荷取决于由C_f/g_m设定的可接受带宽。在低于可接受带宽的噪声由 电路获取时，采样电容器上获取的高于可接受带宽的电荷也以近似相 等且相反的值被获取到反馈电容器上。这具有大体上抵消在高于可接 受带宽的频率下的输入参考噪声，使得其有效地不被采样的效应。

图3的增益级对于具有有源负载不受约束，且可由具有如图4中 所示的电阻R_load的电阻器120和121所指示的电阻负载来实施。在 此，增益G可近似为

G=g_m.R_load   等式20

鉴于放大器在现有技术和本发明中已存在，那么本发明的实施方 案总是在假设Rf足够大的情况下给出噪声上的改进。这通常通过使 由反馈电容器50和电阻器62形成的滤波器的3dB点小于一半，且 一般小于当输出22连接到反相输入18时测量的增益块3dB点的频 率的三分之一而实现。这种配置在示意地图示增益对频率的特性的图 5中示出。使用开关将输出节点22连接到反相输入18的现有技术的 放大器形成大体上单位增益电压随耦器，如由响应140所指示，且具 有发生在频率f₀下的转折点142。在本发明的实施方案中，可控制阻 抗60与反馈电容器50协作以将转折点置于在显著小于f₀的频率f₁下的响应特性中。可控制阻抗的电阻可导致在此操作阶段期间放大器 的增益超过单位。

电路还可以在其比放大器的输入级所引入的噪声功率移除更大 噪声功率的程度上提供噪声功率上的进一步改进。虽然放大器的噪声 功率是在其每一级处引入的噪声的积累，但是大部分噪声可被视作归 因于输入级。因此，多级放大器比单级放大器具有改进的增益，但大 部分噪音归因于输入级。

文献指示图3中所示的类型的单级放大器的噪声功率频谱密度 可近似为

   等式21

且噪声带宽=A/4.Z_f.C_sample   等式22

其中Zf是反馈网络的阻抗。因此假设A/(Zf.g_m)小于3/4，那么采 样到系统的噪声可减小到低于k_BT/C_sample。

采样电容器，或甚至反馈电容器不需要大小固定。这些电容器的 任一个可以是可变电容器，例如电容性传感器。在这种电路中，V1 和V2是固定参考电压，且接着放大器10的输出取决于采样电容器 和反馈电容器的相对值。

由此得出当从操作的一个周期移到下一周期时，反馈电容器需要 有足够时间来在一次采样的结束时从其两端的电压放电到其两端应 有的电压，以补偿任何放大器偏移量，但是除此之外大体上为0伏特。 这可通过选择可控制阻抗的阻抗为足够低来实现，或替代地通过提供 可简单地操作以在每个操作周期开始时使电容器放电的短路开关而 实现。可控制阻抗可实施为薄型FET使得“导通”通道电阻相对较 大。

本文中呈现的权利要求已经以单独的从属格式书写，以使用于美 国专利局。然而除了技术上显然不可行之处以外，假定每条权利要求 可从属于相同类型的任何前述权利要求。