电压控制可变电容和电压控制振荡器

摘要

本发明提供电压控制可变电容和电压控制振荡器。该电压控制可变电容能够形成在集成电路上，电容可变比率大且Q值高，在构成VCO时能够实现直线性高的控制电压与振荡频率的关系。该电压控制可变电容包括：使下部电极共通连接的多个MOS型电容元件(CM1～CMn)；一端与该多个MOS型电容元件的上部电极连接，另一端共通连接的多个的非电压可变型电容(C1～Cn)；和对这些MOS型电容元件和非电压可变型电容的连接点分别施加不同的固定偏置电压的部件(VB1～VBn和电阻)，其中，对共通连接有上述多个MOS型电容的下部电极施加控制电压。

说明书

本申请是2010年12月17日提出的申请号为201010601212.7的申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及电容根据控制电压变化的电压控制可变电容和使用它的电压控制振荡器。

背景技术

作为能够在半导体集成电路中使用的电压控制可变电容，已知变容二极管和MOS型电容元件这两种。在半导体集成电路中能够实现的变容二极管，如图12所示电容值的可变比率(最少电容值与最大电容值的比率)较小，在使用于电压控制型振荡电路等中时，存在不能够得到较大的频率可变幅度的问题。

VCXO(Voltage Controlled Crystal Oscillator，电压控制晶体振荡器)等电压控制振荡器，具有利用从外部施加的控制电压，使接入振荡电路的电容值可变，由此控制其振荡频率的功能。作为该可变电容元件一般使用变容二极管，但是在集成电路中能够实现的变容二极管的最小电容值与最大电容值的比率只为2倍左右，较小。这是由于在用于形成集成电路的工艺中不能够实现浓度梯度急剧变化的PN结。

另一方面，作为在集成电路中能够实现的电容可变宽度较大的电压可变型电容，已知MOS型的电容。MOS型的电压可变型电容能够实现为变容二极管(PN结二极管)的可变幅度的近两倍的可变幅度。但是，MOS型的电压可变型电容在MOS型晶体管的阈值(Vt)附近的电压(约0.5V)处电容值急剧变化，因此电容值由于包含在控制电压中的噪声成分而容易受到调制，结果存在使电压控制型振荡器的相位噪声劣化，而且导致控制电压与振荡频率的关系的直线性变差的问题。

于是，在专利文献1中提出了下述可变电容：在将MOS型晶体管的源极、漏极短路的MOS型电容元件的栅极侧连接电容器，并联连接这样形成的MOS型电容元件和电容器的串联电路，对上述源极、漏极的短路部分施加控制电压，并且对MOS型电容元件与电容器之间施加偏置电压。该可变电容中，偏置电压的大小在各串联电路之间相互不同，因此当使控制电压依次变大时，各MOS型电容元件的栅极、源极(漏极)间的电压依次超过阈值，MOS型电容元件的电容值减少。由此，虽然电容的可变比率较大，但是在反转层形成的寄生电阻与电容串联地插入，因此存在可变电容的Q值低的问题。

专利文献1：日本特开2005－64691：图10

发明内容

本发明的目的在于提供一种电压可变型电容，其电容值的可变比率(最小电容值与最大电容值的比率)大，在例如构成电压控制振荡器时能够实现直线性高的控制电压与振荡频率的关系，并且Q值高。本发明的另一目的在于提供一种电压控制振荡器，其能够得到直线性高的控制电压与振荡频率的关系，而且振荡频率的调整幅度大。

本发明的电压控制可变电容的特征在于：

(1)使用多个MOS型电容元件，该MOS型电容元件具有：形成在硅层内的N型阱层；在该阱层上隔着栅极氧化膜形成的栅极电极；和在相对于上述栅极电极在面方向上离开的位置形成在上述阱层内、由N型杂质浓度比阱层多的N⁺层构成的接触层，

(2)上述多个MOS型电容元件的各个接触层共通地电连接，

(3)设置有用于向各MOS型电容元件的栅极电极供给相互不同的偏置电压的偏置电压供给部，

(4)设置有一端分别与上述MOS型电容元件的栅极电极连接，另一端共通地连接的多个非电压可变型电容元件，

(5)当令在上述MOS型电容元件的阱层形成源极、漏极而构成MOS型晶体管时的阈值电压为Vt时，大小相邻的偏置电压彼此的差被设定为比上述阈值电压Vt小，

通过向上述接触层供给控制电压，对上述多个MOS型电容元件的共通连接点与上述多个非电压可变型电容元件的共通连接点之间的电容值进行控制。

各非电压可变型电容元件的电容部分例如与栅极电极重叠设置。

其它发明的电压控制可变电容的特征在于：

(1)使用多个MOS型电容元件，该MOS型电容元件具有：形成在硅层内的P型阱层；在该阱层上隔着栅极氧化膜形成的栅极电极；和在相对于上述栅极电极在面方向上离开的位置形成在上述阱层内、由P型杂质浓度比阱层多的P⁺层构成的接触层，

(2)上述多个MOS型电容元件的各个栅极电极共通地电连接，

(3)设置有用于向各MOS型电容元件的接触层供给相互不同的偏置电压的偏置电压供给部，

(4)设置有一端分别与上述MOS型电容元件的接触层连接，另一端共通地连接的多个非电压可变型电容元件，

(5)当令在上述MOS型电容元件的阱层形成源极、漏极而构成MOS型晶体管时的阈值电压为Vt时，大小相邻的偏置电压彼此的差被设定为比上述阈值电压Vt小，

通过向上述栅极电极供给控制电压，控制上述多个MOS型电容元件的共通连接点与上述多个非电压可变型电容元件的共通连接点之间的电容值。

另外的发明的电压控制可变电容的特征在于：

(1)使用多个MOS型电容元件，该MOS型电容元件具有：形成在硅层内的N型阱层；在该阱层上隔着栅极氧化膜形成的栅极电极；和在相对于上述栅极电极在面方向上离开的位置形成在上述阱层内、由N型杂质浓度比阱层多的N⁺层构成的接触层，

(2)上述多个MOS型电容元件的各个接触层共通地电连接，

(3)设置有用于向各MOS型电容元件的栅极电极供给相互不同的偏置电压的偏置电压供给部，

(4)当令在上述MOS型电容元件的阱层形成源极、漏极而构成MOS型晶体管时的阈值电压为Vt时，大小相邻的偏置电压彼此的差被设定为比上述阈值电压Vt小，

通过向上述接触层供给控制电压，对上述多个MOS型电容元件的共通连接点与MOS型电容元件的栅极电极侧之间的电容值进行控制。

再一个发明的电压控制可变电容的特征在于：

(1)使用多个MOS型电容元件，该MOS型电容元件具有：形成在硅层内的P型阱层；在该阱层上隔着栅极氧化膜形成的栅极电极；和在相对于上述栅极电极在面方向上离开的位置形成在上述阱层内、由P型杂质浓度比阱层多的P⁺层构成的接触层，

(2)上述多个MOS型电容元件的各个栅极电极共通地电连接，

(3)设置有用于向各MOS型电容元件的接触层供给相互不同的偏置电压的偏置电压供给部，

(4)当令在上述MOS型电容元件的阱层形成源极、漏极而构成MOS型晶体管时的阈值电压为Vt时，大小相邻的偏置电压彼此的差被设定为比上述阈值电压Vt小，

通过向上述栅极电极供给控制电压，对上述多个MOS型电容元件的共通连接点与MOS型电容元件的接触层侧之间的电容值进行控制。

另一发明是使用电压控制可变电容的电压控制振荡器，其特征在于使用本发明的电压控制可变电容。

本发明共通地连接多个MOS型电容元件的一端侧的电极，对共通连接点施加控制电压。对各MOS型电容元件的另一端侧的电极经由偏置电阻施加偏置电压，设置有一端分别与上述MOS型电容元件的栅极电极不经由上述偏置电阻地连接、另一端被共通连接的多个非电压可变型电容元件。

此外，另一发明使多个MOS型电容元件的一端侧的电极共通连接，对共通连接点施加控制电压，对各MOS型电容元件的另一端侧的电极施加偏置电压。

在任一发明中，将相互邻接的偏置电压的大小设置为比阈值电压小，因此当使控制电压变大时，MOS型电容元件的电容值依次减少。由此，能够形成在集成电路上，能够得到电容可变比率大、能够实现构成VCO时直线性高的控制电压与振荡频率的关系，而且Q值高的电压控制可变电容。

附图说明

图1是表示本发明的电压控制可变电容的第一实施方式的电路图。

图2是表示在第一实施方式中使用的MOS型电容元件的结构的平面图和截面图。

图3是表示本发明的电压可变型电容的控制电压与电容值的关系的特性图。

图4是表示改变图1的电容值(CM1～CM10和C1～C10)的加权，并连接谐振电路时的并联谐振频率(即构成VCO时的振荡频率)的变化量的图。

图5是表示在第一实施方式的变形例中使用的MOS型电容元件的结构的截面图。

图6是表示使用第一实施方式的电压控制可变电容的电压控制振荡器的电路结构例的电路图。

图7是表示使用第一实施方式的电压控制可变电容的电压控制振荡器的电路结构例的电路图。

图8是表示在本发明的电压控制可变电容的第二实施方式中使用的MOS型电容元件的结构的截面图。

图9是表示本发明的电压控制可变电容的第二实施方式的电路图。

图10是表示使用第二实施方式的电压控制可变电容的电压控制振荡器的电路结构例的电路图。

图11是表示使用第二实施方式的电压控制可变电容的电压控制振荡器的电路结构例的电路图。

图12是对变容二极管和MOS型电容元件，表示控制电压与电容值的关系的特性图。

附图标记的说明

A、B        电压控制可变电容的端子部

CM1～CMn    MOS型电容元件

C1～Cn      作为非电压可变型电容元件的电容器

VB1～VBn    偏置电压

1           偏置电压供给部

2           硅基板

21          N阱(well)

21’           P阱

3              栅极氧化膜

31             栅极电极

4、4’         副接触部

5、MA、MB      电极

6              差动放大器

7              控制电压输出部

具体实施方式

图1表示本发明的第一实施方式的电压控制可变电容的电路结构。CM1～CMn是MOS型电容元件，这些MOS型电容元件CM1～CMn的一端侧的电极MA与共通的节点A连接。MOS型电容元件CM1～CMn的另一端侧的电极MB，与作为非电压可变型电容元件的电容器C1～Cn的一端侧分别连接。另外，在MOS型电容元件CM1、CM2上代表性地标注电极MA、电极MB的标记。电容器C1～Cn的另一端侧与共通的节点B连接。由此成为下述结构：在节点A与节点B之间，MOS型电容元件CM1和电容器C1的串联电路、MOS型电容元件CM2与电容器C2的串联电路、……MOS型电容元件CMn与电容器Cn的串联电路相互并联连接。

对各MOS型电容元件CMk与电容器Ck之间，从偏置电压供给部1供给偏置电压(直流电压)VBk。偏置电压供给部1的一端侧接地。另外，k是1～n的整数，是为了简化记载而使用的。即，在MOS型电容元件CM1与电容器C1之间，供给偏置电压VB1，在MOS型电容元件CM2与电容器C2之间，供给偏置电压VB2，……在MOS型电容元件CMn与电容器Cn之间，供给偏置电压VBn。R是例如具有100kΩ以上的电阻值的电阻，R的两端的直流电压值相同。在后面叙述偏置电压VBk的大小。

此处，从偏置电压供给部1到各MOS型电容元件CMk与电容器Ck的连接点之间的电阻(偏置电阻R)的电阻值，为了使得电容的Q值变高，希望为尽可能大的值，但是在形成于集成电路的情况下，必须考虑面积(＝成本)与特性的折衷关系。一般地说，需要将偏置电阻R的电阻值设定为与振荡频率f0下的MOS型电容元件CMk和电容器Ck的各阻抗相比较充分大的值。上述阻抗分别为1/(2π·f0·CMk)和1/(2π·f0·Ck)，偏置电阻R的电阻值优选为比这些阻抗中较大的值大两位数以上的值。

图1的实施方式中，从未图示的控制电压供给部向共通连接有上述多个MOS型电容元件CM1～CMn的节点A施加控制电压，由此实现对上述MOS型电容元件CM1～CMn的共通连接点与作为上述非电压可变型电容的电容器C1～Cn的共通连接点间的电容值进行控制的电压控制可变电容。在将该电压控制可变电容应用于石英振荡电路时，在节点B连接作为振荡元件的石英振子。

此外，图2表示MOS型电容元件CM1～CMn的结构。2是硅(Si)基板，在该硅基板2上叠层有硅氧化(SiO₂)膜40。为了容易理解附图，没有对硅基板2和硅氧化(SiO₂)膜40标注阴影线。在硅基板2的表层部形成有平面形状为长方形、为N型阱层的N阱(N－Well)层21。在该N阱层21之上隔着栅极氧化膜3设置有例如由多晶硅膜构成的栅极电极31。栅极氧化膜3与N阱层21和栅极电极31之间的硅氧化膜40的较薄部分相当。栅极电极31比N阱层21稍小，且平面形状形成为长方形。在该栅极电极3上，比栅极电极3稍小且平面形状为长方形的例如由铝构成的电极MB隔着绝缘层(硅氧化膜40的一部分)，与该栅极电极3相对配置。而且从该电极MB的一端部引出电极33被引出。对该引出电极33施加偏置电压，该偏置电压经由电极MB和导电通路32施加于栅极电极3。根据图2(a)也可知，导电通路32在电极MB的引出电极33侧的端部沿着短边相互隔开间隔岛状地设置有多个例如3个，而且在电极MB的引出电极33的相对侧的端部沿着短边相互隔开间隔岛状地设置有多个例如4个。

此外，栅极电极3和电极MB沿着该电极MB的两短边通过多个导电通路32被连接。而且，在电极MB上设置有例如由铝构成的电极5。该电极5包括：与电极MB隔着作为硅氧化膜40的一部分的薄绝缘层50相对的长方形状的对置电极51；从该对置电极51的整周边缘部向斜上方延伸的周边缘部52；和从周边缘部52中上述引出电极33被引出的端部侧引出的引出电极53。

另一方面，在N阱层21的离开栅极电极3的部位，设置有由N型杂质浓度比N阱层21多的N⁺层构成的作为接触层的副接触部4。该副接触部4形成为，在平面观察时，在栅极电极31的短边侧隔开间隔排列，平面形状为长方形。在该副接触部4之上，沿着副接触部4的长度方向(栅极电极31的短边方向)岛状地排列成一列的导电通路41立起，在这些导电通路41之上设置有面状的例如由铝构成的电极MA。该电极MA在该例中配置在与上述电极MB高度相同的位置，并且与该电极MA分开并排列配置。

通过对照图1和图2中的标记能够容易地进行理解，但是为了更明确还是叙述下述对应关系。图2中与副接触部4连接的电极MA相当于图1的MOS型电容元件(CM1～CMn)的下侧的电极，与节点A连接。此外，图2中与栅极电极31相对的电极MB相当于图1的MOS型电容元件(CM1～CMn)的上侧的电极，与偏置电压供给部1连接。

进一步，在图1中，介于电极MB与对置电极5之间的作为硅氧化膜40的一部分的绝缘层50，相当于作为非电压可变型电容元件的电容器C1～Cn的各电容成分。即，在图1中，描述为各MOS型电容元件CMk与电容器Ck由导电通路连接，但是图1的电容器Ck的下侧的电极兼用作图2的电极MB，图1的电容器Ck的上侧的电极相当于图2的电极53。由此，电极53与节点B连接。

接着对于图1的电路说明动作。如上所述MOS型电容元件具有在晶体管的阈值电压附近的偏置下其电容值急剧变化的问题。为了解决该问题，将偏置电压VB1～VBn分别供给至MOS型电容元件CM1～CMn。使VB1～VBn的电压的关系为VB1＜VB2＜VB3＜……＜VBn-1＜VBn，并且相邻的偏置电压的差(VB(k+1)－VBk)设定为比MOS晶体管的阈值电压(Vt)小。此处，图12的实线(1)表示图2所示的MOS型电容元件中在将副接触部4接地的状态下使栅极电极31的电压变化时的电容变化。根据该图12可知，当栅极电极31的电压与副接触部4侧的电压的差(栅极电极31的电压－副接触部4侧的电压)比阈值电压小时，MOS型电容元件的电容急剧减少。

因此，当使施加于节点A的控制电压从比偏置电压VB1低的电压开始逐渐上升时，首先MOS型电容元件MC1的电容减少，节点A、B间的电容减少。在图12的情况下，在使副接触部4接地的状态下使栅极电极31的电压变化，但是在图1的情况下，在对栅极电极31施加固定偏压的状态下提升副接触部4的电压。将此与图12相对应地进行说明的话，是曲线(1)从右向左移动(从栅极电极31的电压减去副接触部4侧的电压所得的差电压变小)。于是，该差电压逐渐变小，在偏置电压VB1附近MOS型电容元件MC1的电容值减少。

因为将相邻的偏置电压的差设置为比MOS晶体管的阈值电压(Vt)小，所以当进一步提升节点A的电压时，在从MC1的电容值急剧变化的区域转到缓慢变化的区域之前，对于MOS型电容元件MC2来说，上述差电压到达偏置电压VB2附近，因此MOS型电容元件MC2的电容值开始减少。通过像这样使控制电压(节点A的电压)逐渐变大，MOS型电容元件MC1～MCn的电容值依次急剧变小，即像接力一样电容值可变，因此能够使节点A、B之间的电容可变。

在此成为问题的是，MOS型电容元件MC1～MCn与作为非电压可变型电容元件的电容器C1～Cn的连接点的寄生电容。该寄生电容作为MOS型电容元件与半导体基板之间的固定电容起作用，因此导致MOS型电容元件的可变比率减少。但是如图2所示，通过在MOS型电容元件的上部配置非电压可变型电容元件，详细地说，通过使电容器C1～Cn的下侧的电极与MOS型电容元件的栅极侧的电极兼用，能够排除上述寄生电容的影响。因为相互兼用的电极连接于同电位，所以不会发生MOS型电容元件的电容的可变比率的减少。

图3表示该实施方式的电压可变型电容的控制电压与电容值的关系。该图3所示的特性表示在将n设定为10、将VB1设定为0.5V、将VB2设定为0.65V、将VB3设定为0.8V、将VB4设定为0.95V、将VB5设定为1.1V、将VB6设定为1.25V、将VB7设定为1.4V、将VB8设定为1.55V、将VB9设定为1.7V、将VB10设定为1.95V，使施加于节点A的控制电压从－2V到4V变化时的节点A、B间的电容值。该例中，MOS型电容元件CM1～CM10使用相同的电容值，电容器C1～C10也同样地使用相同的电容值，因此如该图所示，在控制电压约为0.2V到1.3V间时控制电压与电容值的关系为线性。

此处，对专利文献1所记载的将MOS型晶体管的源极、漏极短路的MOS型电容元件和上述实施方式中使用的MOS型电容元件进行比较。专利文献1所记载的MOS型晶体管具有栅极端子、源极漏极端子、副端子这三个端子，副端子接地，对栅极端子施加一定的偏置电压，并且使源极漏极端子的电压变化，由此使栅极端子与源极漏极端子之间的电容变化。此时，当例如对栅极端子施加1V的偏置电压时，在栅极氧化膜下形成反转层(N)层。当源极漏极端子的电压为0V时，源极漏极层(N层)与上述反转层成为导通状态，因此，栅极端子与源极漏极端子之间的电容值成为由栅极氧化膜决定的电容值，为最大电容值。源极漏极端子为N型半导体，副端子的层为P型半导体，因此不能够对源极漏极端子施加负的电压。这是因为，当源极漏极端子的电压变向负侧时，二极管成为顺向(正向)。

当接着使源极漏极端子的电压上升时，由源极漏极层(N型半导体)和副端子的层(P型半导体)构成的二极管成为反偏置，因此在源极漏极层产生耗尽层，上述反转层与源极漏极层不是导通状态。此时的电容值是由栅极氧化膜和耗尽层形成的电容串联连接而得的，因此电容值下降。当进一步提高源极漏极端子的电压时，耗尽层变厚，电容值进一步下降。

由此，在源极、漏极和上述反转层为导通状态时成为由栅极氧化膜决定的电容和反转层的寄生电阻串联连接的元件，在源极、漏极产生耗尽层的状态下，成为由栅极氧化膜决定的电容、上述反转层的寄生电阻、由上述耗尽层形成的电容这三个元件串联连接的元件。在任一情况下均成为串联连接有上述反转层的寄生电阻的状态，因此发生Q值的下降。

与此相对，上述实施方式的MOS型电容元件，相对于副接触部4，在使栅极电极31偏置为负时由于载流子积累效应而形成薄反转层，但是该反转层的寄生电阻对于副接触部4而言，纵方向的电阻起作用，所以其值相对于副接触部4的基板电阻足够小，因此不会使Q值下降。副接触部4的基板电阻对Q值产生影响，但是与专利文献1的MOS型电容元件相比，其电阻值足够小，因此能够实现Q值高的电容元件。

进一步，根据上述实施方式具有以下效果。将多个MOS型电容元件MCk和作为非电压可变型电容元件的电容器Ck的串联电路并联连接，对MOS型电容元件MCk的栅极侧施加偏置电压，并且对副接触部4侧供给控制电压。令构成MOS型晶体管时的阈值电压为Vt时，设定为大小相邻的偏置电压彼此的差比上述阈值电压Vt小。由此，MOS型电容元件MC1～MCn的电容值依次急剧减小，而且考虑到如上所述的MOS型电容元件MCk的结构，如图3所示，关于电容值能够得到大的可变幅度。

因为控制电压与电容值为良好的直线性关系，所以具有容易将该电压控制可变电容应用于VCO的效果。此外，一般的MOS晶体管通过自对准(self align)将栅极电极用作掩模，源极区域和栅极电极的距离近，因此导致寄生电容变大。与此相对，上述MOS型电容元件使用副接触部4，因此能够使副接触部4与栅极电极31的距离较大，因此具有能够减少寄生电容的优点。

在本发明中，电极M1也可以为栅极电极3，此时成为以隔着绝缘层与栅极电极3相对的方式设置电极M3的结构。并且对栅极电极3经由引出电极施加偏置电压。

在上述例子中，MOS型电容元件MC1～MCn使用相同的电容值，电容器C1～C10也同样使用相同的电容值，因此如图3所示在控制电压为约0.2V到1.3V之间时控制电压与电容值的关系为线性。但是，在VCO中并不是要求使控制电压与电容值的关系为线性，而是要求使控制电压与振荡频率的关系为线性。以等效电路表示石英振子时的串联电容C1、并联电容C0、串联电感L1，与石英振子连接的电压可变型电容部的电容CV，和振荡电路的振荡频率f的关系表示为，f＝1/2π(L1·K)^1/2。电压可变型电容部相当于图1中的节点A与B间的电容。此外，K以下式表示。

K＝{C1(C0+CV)}/(C1+C0+CV)

此处，CV与f为非线性的关系，CV与施加于电压可变型电容部的控制电压Vb(施加于图1的节点A的电压)也是非线性的关系。于是，优选例如采用下述方法，使得Vb与f的关系尽可能地为线性(直线性的关系)。

1)调整多个MOS型电容元件和多个非电压可变型电容中的一方或两者的电容的加权，使控制电压对电容值的关系与期望的特性一致的方法。

2)调整施加于MOS型电容元件与非电压可变型电容的连接点的固定偏置电压，使控制电压对电容值的关系与期望的特性一致的方法。

3)并用上述1)和2)的方法。

图4表示通过上述1)的方法构成电压可变型电容，连接该电压可变型电容和190MHz的石英振子而构成谐振电路时的控制电压与并联谐振频率(即构成VCXO时的振荡频率)的频率变化量的关系。另外，所谓的进行MOS型电容元件的电容的加权，能够举出例如在MOS型电容元件的CM1～CMn的全部之间或者一部分之间改变相互的电容(变更栅极氧化膜的面积、厚度等)的例子。此外，所谓的进行非电压可变型电容元件的加权，能够举出改变电容C1～Cn的全部之间或一部分之间相互的电容的例子。

一般在VCXO中要求10％以下的直线性，与此相对，图4的直线性充分收敛于5％以内，能够得到良好的线性。另外，此处，说明了下述例子：MOS型电容元件为图2所示的由N阱层21、栅极氧化膜31、多晶硅栅极电极3构成的MOS构造，MIM(Metal Insulator Metal，金属－绝缘体－金属)构造的非电压可变型电容，但是N型扩散层的种类、栅极电极的材质并非必须限定于此，例如栅极电极也可以是金属。此外，作为非电压可变型电容的电容器Ck并非必须为MIM构造。

进一步，代替N阱层21使用作为P型阱层的P阱层也能够实现同样的功能。此时，副接触部21由与P阱层相比P型杂质浓度更多的P⁺层构成。于是成为交换图1所示的MOS型电容元件CM1～CM10的上下而成的结构。即，在图2中，成为使电容器C1～C10的一端侧的电极5隔着成为电容器电容的绝缘层与连接于副接触部4的电极MA的上方相对，不使电容器C1～C10的一端侧的电极5与电极MB的上方侧相对的结构。图5是表示相当于第一实施方式的变形例的使用P阱层的MOS型电容元件的截面图，对P阱层和P⁺层分别标注标记“21’”和“4’”。从偏置电压供给部1向电极MA施加偏置电压，电压MB与节点A连接，被施加控制电压。

根据以上内容，本发明在将非电压可变电容形成在MOS型电容元件的栅极电极31之上的情况下，可以不设置电极MB地，以与栅极电极31之间隔着绝缘层的方式设置电极51(参照图2)，此时，不经由电极MB地对栅极电极31施加偏置电压Vk。

图6是应用本发明的电压控制可变电容的电压控制振荡器的一个例子，5是石英振子，6是差动放大器，7是控制电压输出部，从石英振子5的一端侧取出振荡输出。在石英振子5的两端连接有两组已述的电压控制可变电容。即两组电压控制可变电容为相同结构。

图7为应用本发明的电压控制可变电容的电压控制振荡器的另一个例子，作为用于电压控制振荡器的振荡电路，使用科耳皮兹电路。图7中100是图1所示的电压控制可变电容，图1记载的偏置电阻R位于虚线的框内。101表示成为放大器的晶体管，102、103表示电阻，104、105表示电容器，106表示电阻，VCC表示电源电压，Vbb表示被供给晶体管101的基极的偏置电压。图7的电路中节点B接地，而在采用节点B不接地的结构时，不需要上述偏置电阻R。

另外，应用本发明的电压控制振荡器也可以使用所谓的LC谐振电路。

上述第一实施方式的电压控制可变电容的电路，是以MOS型电容元件的下部电极(N阱21)与硅基板(与标记2相当的部分)之间的寄生电容较大为前提而考虑的结构。在一般的半导体工艺中，MOS型电容元件的下部电极与硅基板以PN分离的方式被电分离，因此较大的结电容加于MOS型电容元件的下部电极。因此，在第一实施方式中，对MOS型电容元件的下部电极供给控制电压，由此使得下部电极的电位不会由于高频而变化(交流而言固定)，成为不存在上述寄生电容的影响或能够抑制该影响的结构。

另一方面，该结构中，需要对MOS型电容元件的上部电极(栅极电极)施加偏置电压VBk，因此为了使得该直流偏压不会施加到振荡电路侧，作为截断直流偏压用，而需要将作为非电压可变电容的电容器Ck串联连接于MOS型电容元件CMk。由此，电容器Ck的电容值越比MOS型电容元件CMk的电容值大，作为可变电容越能够得到更大的电容可变比率。电容器Ck通过形成在离开MOS型电容的上部的区域，能够使电容值进一步变大，但是这样的话会导致器件的大型化，而且电容器Ck的MOS型电容侧的电极与硅基板之间的寄生电容变大，因此并不优选。因此，如果在栅极电极上设置电容器Ck，则不可避免地上述电容可变比率的大小会受到一定程度的限制。

另一方面，在利用SOI(Silicon On Insulator，绝缘体上硅)基板等氧化膜使得MOS型电容元件的下部电极能够相对硅基板电分离的工艺中，MOS型电容元件的下部电极与硅基板之间具有的寄生电容，与PN分离相比较足够小，因此即使不采用图1的结构，也能够实现与图1相同的功能。

接着，参照图8～图11说明本发明的第二实施方式的电压控制可变电容。第二实施方式是在MOS型电容元件的下部电极与硅基板之间具有的寄生电容与PN分离相比较充分小的情况下优选的例子。

图8所示的器件构造表示在第二实施方式中使用的MOS型电容元件。该结构与图2的结构的不同点在于，在MOS型电容元件与硅基板2之间形成有作为绝缘膜30的例如硅氧化膜，以及不包含电容器Ck。图9表示第二实施方式的电压控制可变电容的电路。图9中，MOS型电容元件MC1～MCn中，与栅极电极31连接的电极MB记载于下侧，与N阱21连接的电极MA记载于上侧。经由各电极MA共通连接MOS型电容MCk的各接触层4，从未图示的控制电压输出部经由电阻R向作为共通连接点的节点B供给控制电压。另外，节点B是与振荡电路连接的一侧的节点。

在该例中，MOS型电容元件MCk的下部电极与硅基板2之间具有的寄生电容小，因此，这样能够使下部电极侧(N阱21侧)为对交流而言自由的状态(电位会由于高频而变化的状态)。因此MOS型电容元件MCk的栅极电极31侧能够为对交流而言固定，于是，能够从偏置电压供给部1不设置偏置电阻地向栅极电极31供给偏置电压。结果，不需要作为非电压可变电容的电容器Ck。图9所示的电压控制可变电容中，作为各偏置电压VBk的供给点的栅极电极31为交流接地，因此栅极电极VBk与节点B之间的电容由控制电压VC控制。

图10是应用本发明的电压控制可变电容的电压控制振荡器的一个例子。该例中，使用两个第二实施方式的电压控制可变电容，但是也可以使用一个。根据图10的结构，偏置电压VB1～VBn的各节点成为交流假想接地点，因此具有即使偏置电压供给部1的电路的阻抗较高(即使有电阻加入)，也与施加理想的偏压(阻抗为零)时等效的优点。

图11是应用第二实施方式的电压控制可变电容的电压控制振荡器的另一个例子，作为使用于电压控制振荡器的振荡电路，使用科耳皮兹电路。

在使用SOI工艺的情况下，MOS型电容元件MCk的下部电极与硅基板2之间具有的寄生电容也不为零，因此优选根据使用的工艺判断第一实施方式的结构和第二实施方式的结构中哪个比较有利，分别使用两个结构。此外，关于偏置电阻R(或者102)，根据对于应用本发明的电压控制可变电容的电路如何设置的不同，可能是必需的，或者也能够是不需要的。