具有绝对延迟量和方向估计的信号延迟估计器

摘要

本发明涉及具有绝对延迟量和方向估计的信号延迟估计器。一种信号延迟估计器包括用于延迟第一信号以获得延迟的第一信号的可调整延迟元件、用于估计延迟的第一信号与相对于第一信号是类似且延迟的第二信号之间的延迟量的延迟量估计器、以及用于确定是延迟的第一信号领先第二信号还是相反并且用于生成对应的二进制信号的领先信号确定器。选择性反相器被提供以依赖于二进制信号来选择性地使延迟量反相。信号延迟估计器还包括用于基于选择性反相器的输出来控制延迟的至可调整延迟元件的反馈元件。另一个示例性信号延迟估计器包括具有可调整延迟元件以及分别用于绝对延迟量和延迟方向的单独的第一和第二处理路径的闭环控制回路。

说明书

技术领域

本公开涉及信号延迟估计器。此外，本公开涉及用于估计第一信号与类似的第二信号之间的延迟的方法。此外，本公开可以涉及移动通信设备。此外，本公开可以涉及信号延迟跟踪回路。

背景技术

在许多信号处理应用中，通常存在对估计由电路引入的延迟量的需要。取现代无线发射器作为许多可能的示例（例如，移动电话中的无线发射器、或在具有内置式收发器的计算机中）之一，发射器的延迟（即，输入和输出之间）的知识可以是被应用于在闭环配置中做出许多类型的测量中的任何一个的技术的组成部分。能够通过诸如（不具有限制性）：发射器功率测量、发射器增益测量、发射器相位测量、发射器IQ失配（即，同相与正交信号对的幅度和/或相位之间的失配）、以及发射器自适应预失真等之类的此类配置来进行不同类型的测量。

在闭环配置中，反馈信号通常是基带发射信号的延迟但准确的（或至少高度类似的）副本。该延迟将随过程、发射器设置、温度等而变化。如果不被补偿的话，回环延迟会使闭环测量严重降级。

发明内容

本公开的实施例提供包括可调整延迟元件、延迟量估计器、领先（leading）信号确定器、选择性反相器（inverter）、和反馈元件的信号延迟估计器。可调整延迟元件被配置成延迟第一信号以获得延迟的第一信号。延迟量估计器被配置成估计延迟的第一信号与第二信号之间的延迟量。第二信号与第一信号相类似并且相对于第一信号是延迟的。领先信号确定器被配置成确定是延迟的第一信号领先第二信号还是相反并且生成对应的二进制信号。选择性反相器被配置成依赖于二进制信号来选择性地使延迟量反相。至可调整延迟元件的反馈元件被配置成基于选择性反相器的输出来控制延迟。

根据进一步的实施例，信号延迟估计器包括闭环控制回路。闭环控制回路包括作为控制元件的可调整延迟元件以及分别用于绝对延迟量和延迟方向的单独的第一和第二处理路径。延迟方向指示是第一信号的延迟版本领先第二信号，还是相反。第二信号相对于第一信号是类似且延迟的。用于延迟方向的第二处理路径包括被配置成如果第二信号的斜率是正的则对延迟的第一信号与第二信号之间的误差信号进行积分的斜率选择性误差信号积分器。此外，第二处理路径即用于延迟方向的处理路径包括被配置成评估由斜率选择性误差信号积分器所提供的积分结果是否大于阈值并且依赖于该评估的结果将二进制信号设成第一值或第二值的积分结果评估器。

此外，本公开涉及包括天线端口、RF前端和数字基带处理器的移动通信设备。如以上所描述的，移动通信设备还包括信号延迟估计器。将移动通信设备的RF前端耦合到移动通信设备的天线端口和数字基带处理器。

进一步的实施例提供用于估计第一信号与类似的第二信号之间的延迟的方法。该方法包括使第一信号延迟可调整延迟以获得延迟的第一信号并且估计该延迟的第一信号与第二信号之间的延迟量。该方法还包括确定是延迟的第一信号领先第二信号还是相反，并且基于此来生成对应的二进制信号。依赖于该二进制信号选择性地使延迟量反相以获得条件反相延迟量。基于该条件反相延迟量来调整被用于延迟第一信号的可调整延迟。

根据进一步的实施例，用于估计第一信号与第二信号之间的延迟的方法包括使第一信号延迟可调整延迟以获得延迟的第一信号以及确定该延迟的第一信号与第二信号之间的误差信号。如果第一信号和第二信号之一的斜率是正的则对该误差信号进行积分。该方法进一步包括评估积分结果是否大于阈值以及依赖于该评估的结果将二进制信号设成第一值或第二值。

附图说明

在下文中将使用附图来描述本公开，其中：

图1示出具有收发器的通信系统和移动通信设备的示意性框图，所述收发器具有改进的推挽式放大器；

图2示出作为系统概观的无线通信设备的发射器的示意性框图；

图3示出具有延迟跟踪回路的IQ发射器/接收器系统的示意性框图；

图4示出具有延迟跟踪回路的极坐标（polar）发射器/接收器系统的示意性框图；

图5示出信号延迟估计器的示意性框图；

图6示出具有不同配置的信号延迟估计器的示意性框图；

图7示意性地示出当延迟的第一信号领先第二信号时由示例性信号延迟估计器所处理的各种信号的波形；

图8示意性地示出当第二信号领先第一信号时由示例性信号延迟估计器所处理的各种信号的波形；

图9示出用于其中PM作为输入的笛卡尔系统的各种信号的仿真示例；

图10示出用于极坐标系统的各种信号的仿真示例；

图11示出用于估计信号延迟的方法的示意性流程图；以及

图12示出用于估计信号延迟的另一种方法的示意性流程图。

具体实施方式

随后将参考附图来讨论本文所公开的教导的不同实施例。以下提供同一或类似的附图标记给具有同一或类似功能的对象，以使得不同的实施例内的由同一附图标记所指代的对象是可互换的并且其描述是互相可应用的。

图1以示意性方式图示经由空中接口的下行链路端口14a和上行链路端口14b被连接的基站10和移动通信设备12。移动通信设备12包括收发器16，其放大视图被示意性地示出。

收发器16被连接到天线18并且包括模拟前端和基带处理器20。模拟前端包括信号分配器（divider）元件22（例如，循环器或双工器）、发射器28a、和接收器28b。在信号分配器元件22和基带处理器20之间布置发射器28a和接收器28b。经由差分接口26a将发射器28a连接到分配器元件22。发射器28a包括差分放大器30a以及被布置于放大器30a和基带处理器20之间的混频器布置32a。发射器28a的放大器30a放大由混频器布置32a所提供的信号并且将其经由差分接口26a馈给到分配器元件22。经由另一个差分接口26b将接收器28b连接到分配器元件22。接收器28b包括差分放大器30b以及被布置于放大器30b和基带处理器20之间的混频器布置32b。接收器28b的放大器30b可以是低噪声放大器（LNA）并且被配置成放大由天线18所接收的并且经由信号分配器元件22和差分接口26b被转发到放大器30b的输入的信号。将由放大器30b所输出的放大信号馈给到混频器布置32b以供下混频以及由基带处理器20的后续处理。

发射器28a通常使由基带处理器20所提供的信号失真或以其他方式修改其。由发射器28a引入的失真和/或其他修改通常随操作和环境条件而变化。为了能够将经由天线被辐射的信号的信号特性维持在期望范围内，可能必须调整诸如放大器30a的偏置条件或供应电压之类的发射器28a的一个或多个操作参数。这继而可以要求对由发射器28a输出的信号和由基带处理器20输出的信号进行比较，以使得能够评定由发射器28a引入的失真量和/或修改量。另外，由于发射器28a通常还引入变化的延迟，所以需要知道或估计该延迟以供有意义地比较这两个信号。这是可以使用信号延迟估计器的情况。然而，信号延迟估计器还可以被用于诸如音频信号处理、回声抑制、雷达应用、声纳应用等之类的其他应用中。

图2示出发射器的示意性框图。发射器可以是收发器的一部分。图2中未示出接收器部分，而是仅通过缩写RX来指示接收器部分将被连接的地方。在如图2中所示出的系统中，要将由基带调制器或基带处理器20所输出的前向发射信号与在双工器22和天线18之间抽取（tap）的反馈信号相比较。在具有改善系统的线性/效率/质量的目标的情况下，能够为了测量发射系统的质量来完成该比较，从而构建发射器系统模型（信道模型）和/或误差估计等。

在所有这些应用中，通常存在以下需要：在能够执行有意义的建模/测量之前在时间上对准信号（TX对反馈）。

发射信号经历依赖于操作条件的延迟并且倾向于单独组件的容差。在我们的示例中延迟（                                                ）主要由双工器22引入。

一种简单的方式是在实验室中或在生产期间使用测量装置来测量延迟并且将所测量的延迟用于操作。当延迟随操作条件（温度、供应、设备老化）而改变时这没有帮助。

另一种解决方案是生成允许测量（和调整）延迟的测试信号（具有预定义的模式）。该方法的问题是当测试信号被应用于延迟测量时其要求暂停正常操作（传输）。对于大多数系统而言这不被允许（具有测试信号的传输功率将干扰通信网络）。

图2中示意性地图示的发射器进一步包括用于将基带处理器20的输出处所提供的数字同相和正交分量转换为对应的模拟信号的两个数字-至-模拟转换器（DAC）202和204。然后使用两个混频器212和214将这些模拟同相和正交信号与本机振荡器（LO）信号混频以便将信号从基带带到更高的频率范围，在当前情况下是射频（RF）范围。由数字锁相环（DPLL）222来生成本机振荡器信号。

将由混频器212和214输出的同相分量和正交分量分别馈给到输出放大信号的功率放大器30a。向在图2的示例中对延迟负主要责任的双工器22提供放大信号。延迟的放大信号在双工器的三个端口之一处离开双工器并且到达天线18。耦合器232被互连在双工器22和天线之间，以使得向天线18提供的发射天线能够被抽取并且被转发到一对下混频器242、244。下混频器242、244还从DPLL 222接收本机振荡器信号，以便将抽取的发射信号频移到基带频率范围。两个下混频器242、244提供同相分量和正交分量以供执行CORDIC（坐标旋转数字计算机）算法的CORDIC元件252进一步处理。CORDIC元件252将抽取的并且经下混频的发射信号的IQ表示转换为具有幅度分量AM和相位分量PM的极坐标表示。向评估电路290提供幅度分量AM和相位分量PM以供质量测量、系统建模、误差估计和/或其他目的。评估电路290还接收与基带处理器20所输出的同相分量和正交分量通过另外的CORDIC元件254转换为极坐标表示之后对应的幅度分量AM和相位分量PM。作为CORDIC元件252、254的替代可以使用其他矢量-至-极坐标转换器。

在作为应用示例的两个不同系统的上下文中进一步描述了延迟跟踪回路：LTE标准的IQ发射器/接收器（图3）、和GSM、EDGE、UMTS标准的极坐标发射器/接收器（图4）。

对于这两种系统而言，目标是测量反馈信号（inp2）与前向信号（inp1）之间的延迟。延迟测量能够在有效传输期间来完成，并且不需要特殊的调制模式。

图3示出具有延迟跟踪回路的IQ（同相/正交）发射器/接收器系统的示意性框图。图3中的发射器/接收器系统与图2中所示出的发射器/接收器系统相类似，除了图3中未描绘评估电路290而是描绘了信号延迟估计器300之外。信号延迟估计器300可以是延迟跟踪回路。注意，尽管图3中未明确图示评估电路290，但其仍然可以存在并且例如连接到终端255、256、257和258中的至少一个。图3中所示出的IQ发射器/接收器系统进一步包括用于以增益k来缩放（scale）由CORDIC元件252所输出的幅度分量AM的缩放元件262。

图4示出具有延迟跟踪回路300的极坐标发射器/接收器系统的示意性框图。发射链包括用于将基带处理器20所输出的信号从矢量表示转换为极坐标表示的发射CORDIC元件454。向数字-至-模拟转换器402提供幅度分量。向DPLL 222提供相位分量。然后通过从DPLL 222接收本机振荡器信号的混频器412来频移模拟幅度分量AM。因为通过发射CORDIC元件454所提供的相位分量来控制DPLL 222，所以本机振荡器信号包含要被发射的信号的相位信息。将经上混频的幅度分量馈给到功率放大器30a，并且由此直到天线18的信号处理与图3中所描绘的IQ情况基本上完全相同。

如以上结合图3所描述的，图4中的极坐标发射器/接收器系统进一步包括具有下混频器对242和244、CORDIC元件242、以及用于幅度分量的缩放元件262的反馈布置。另外，图4中的反馈布置包括被配置成对DPLL 222的输出和来自CORDIC元件252的相位分量进行求和的求和元件464，即：。

所测量的延迟能够被用来在时间上对准信号。如图3和4中所示出的，能够在相位信号（PM）或幅度信号（AM）任一上完成延迟测量。对于AM对准而言，增益k必须是周知的（或在激活延迟估计回路之前被测量）。例如，硬件解决方案可以被用来测量因子k），然而PM对准对于具有不同幅度的信号而言仍然起作用（能够忽视增益失配）。一旦在时间上调整了信号，就能够执行反馈信号的相位调制的取消，以实现用于整体发射器的AM/AM和AM/PM失真、或误差矢量量值的测量、或依赖于良好的时间对准信号的任何其他应用的学习算法。

图5示出示例性信号延迟估计器（延迟跟踪回路）300的示意性框图。信号延迟估计器300包括用于延迟第一信号inp1以获得延迟的第一信号inp1(t+)的可调整延迟元件310。延迟量估计器320被连接到可调整延迟元件310的输出并且被配置成估计延迟的第一信号与相对于第一信号inp1是类似且延迟的第二信号inp2之间的延迟量。

信号延迟估计器300还包括用于确定是延迟的第一信号inp1(t+)领先第二信号inp2还是相反并且用于生成对应的二进制信号的领先信号确定器330。选择性反相器340被提供用于依赖于二进制信号来选择性地使延迟量反相。信号延迟估计器进一步包括用于基于选择性反相器340的输出来控制延迟或可变延迟部分的至可调整延迟元件310的反馈元件350。在图5中所描绘的示例中，延迟元件350包括可选的固定延迟部分加法器352和反馈线354。依赖于领先信号确定器330以及选择性反相器340的输出，可变延迟部分可以是正或负的。

图6示出另一个示例性信号延迟估计器（延迟跟踪回路）300的示意性框图。

使用第一DC（直流）去除器302和第二DC去除器304从信号inp1和inp2中去除DC分量。例如，这能够通过对输入信号（inp1或inp2）进行差分以提供输出信号或者应用更专用的高通滤波器来完成。

通过采样率的整数和分数部分来延迟被去除DC的第一信号inp1，为整数延迟使用缓冲器并且为分数延迟使用全通IIR滤波器，在一个实施例中所述缓冲器和全通IIR滤波器一起形成可调整延迟元件310。还能够通过FIR滤波器（拉格朗日结构）或通常被用于分数延迟实现的任何其他滤波器结构来实现分数延迟。

延迟量估计器320包括减法元件322和离散绝对量积分器324。计算误差信号err，其中通过减法元件322得到。

延迟量与图6中由[1...n]所指示的样本的序列的sum(abs(err))成比例。由离散积分器324来确定延迟量。

由“趋势检测”块来计算延迟方向（增加/减少决定），所述“趋势检测”块与领先信号确定器330相似或对应。领先信号确定器330包括斜率检测器332和误差积分器334。想法是：仅当检测到信号X（即，被去除DC的第二信号inp2）的正斜率时对误差信号err求和。为此，通过从当前样本inp2_N（在图6中，因为第二信号inp2是处理块332的输入信号，所以其被指定为X）中减去第二信号的前一个样本inp2_N-1来确定第二信号inp2的导数或斜率。如果斜率是正的（或通常：大于阈值），那么斜率检测器332输出误差信号err的值。如果斜率是负的（或小于所述阈值），那么斜率检测器332的输出是零。在图6中斜率检测器332的输出被指定为Yout1。

误差积分器334被配置成对例如m个样本（样本[1...m]）的某一时间段内的斜率检测器332的输出Yout1进行积分或求和。现在，如果该sum(Yout1)是正的，那么延迟的第一信号inp1(t+)信号在时间上比第二信号inp2更快，并且因此必须增加第一信号inp1的延迟。如果误差信号的总和sum(err)是负的，那么我们必须减少第一信号inp1的延迟。这通过二进制信号Yout2来指示，除非总和大于零否则Yout2是零。使用另一个不同于0的阈值也是可能的。

图6中的信号延迟估计器300进一步包括选择性反相器340，其自身包括反相元件342（例如，与-1相乘）和多工器344。多工器344由二进制信号Yout2来控制并且包括分别用于由1和-1来定标的延迟量的两个输入端口（依赖于检测到的延迟方向）。

现在使用缩放元件662通过适当的增益来缩放由选择性反相器340所输出的被选择性反相的增益量，并且在积分器652内对其积分。积分器可以被视为反馈元件650的一部分，但这不是必须如此。能够相对于时间来动态设置或调整该增益。首先，开始于较高增益以用于较快锁定延迟跟踪回路，然后随时间行进而减小该增益，从而允许较慢但是更准确地使延迟稳定（settle）。在噪声信号的情况下，较低的增益有助于减小噪声的影响并且改善延迟测量的准确度（但也延长测量时间）。

积分器652的输出经由反馈线354被反馈回到延迟块310中以在时间上调整信号inp1直到其与信号inp2匹配。注意：延迟块310还能够被应用于第二信号inp2而不是第一信号inp1上（作为另一个实现示例）。在该情况下趋势检测必须将其符号反相。

图7和8图示信号延迟估计器内的不同信号的波形。在图7中，延迟的第一信号inp1(t+)领先第二输入信号inp2。在图8中，第二信号inp2领先延迟的第一信号inp1(t+)。图7图示斜率检测器332的输出Yout1最初是零，原因是第二信号inp2具有负斜率。当第二信号inp2开始具有正斜率时通过的信号Yout1开始等于误差信号err。信号Yout1被积分为Sum(err) = Sum(Yout1)。在m个样本的斜率评估间隔结束时针对阈值例如针对零来评估该总和。在图7中，该总和大于零，所以二进制信号Yout2被设为1。在图8中，在m个样本的间隔的大部分期间（实际上在m个样本的整个间隔期间）误差信号err是负的并且因此信号Yout1也是负的，所以在该间隔结束时该总和也是负的。因此，二进制信号Yout2被设为零。

延迟方向确定通常在高至大约或度的延迟的情况下以可靠方式来运行。然而，如果第一和第二信号inp1和inp2彼此相差太多（不是足够类似的），延迟跟踪回路的操作范围可能更小。

图9示出被用于笛卡尔系统内的延迟跟踪回路的仿真行为。从两个CORDIC元件252和254输出的相位信息PM被用作延迟跟踪回路的输入。如图3中所指示的，为IQ发射器/接收器系统上的LTE20信号精确地测量了10.2nsec的系统延迟。具有大点的绘图（sum(err)）示出在两个信号之间检测到的延迟失配——在回路稳定之后其仅减小为噪声。虚曲线（增益轮廓）示出如何为了更快锁定将增益设置得较高并且然后为了消除噪声影响而减小该增益。具有小点的曲线示出趋势检测的输出。最后，粗曲线（DLY）示出测量的延迟。

该回路实现以下两件事中的至少一件：其递送所测量的系统的延迟量，以及其在时间上对准信号inp1和inp2，因此它们能够被直接用于没有附加时间对准元件的进一步处理。

以下的图10示出用于如图4中所指示的极坐标发射器/接收器系统的回路的仿真行为（例如，对于具有HSUPA（高速上行链路分组接入）数据信道场景的UMTS（通用移动通信系统）信号而言）。具有小点的线是指示由领先信号确定器和趋势检测器330所输出的方向或“趋势”的二进制信号。换句话说，二进制信号指示是延迟的第一信号inp1(t+)领先第二信号inp2还是相反。具有大点的线指示误差信号的总和sum(err)或“集合（mass）”。虚线指示如图9中的最初相对较高然后在第40个样本附近突然近阶梯式减小，并且最终以负斜率而缓慢衰落到最小值的增益轮廓。粗曲线示出估计的延迟，并且如图9中的，能够看出在大约50个样本之后已经达到了10ns的正确延迟。

图11示出用于估计第一信号inp1与类似的第二信号inp2之间的延迟的方法的示意性流程图。该方法包括在1102处使第一信号inp1延迟可调整延迟以获得延迟的第一信号inp1(t+)。然后在1103处估计该延迟的第一信号inp1(t+)与第二信号inp2之间的延迟量。该方法还包括在1104处确定是延迟的第一信号inp1(t+)领先第二信号inp2还是相反，并且生成对应的二进制信号。在1106处依赖于该二进制信号来选择性地使延迟量反相以获得条件反相延迟量。该方法进一步包括在1608处基于该条件反相延迟量来调整被用于延迟第一信号的可调整延迟。

图12示出用于估计第一信号与第二信号之间的延迟的方法的示意性流程图。该方法包括在1202处使第一信号inp1延迟可调整延迟以获得延迟的第一信号inp1(t+)。该方法还包括在1203处确定该延迟的第一信号inp1(t+)与第二信号inp2之间的误差信号err。在1204处如果（延迟的）第一信号inp1(t+)和第二信号inp2之一的斜率是正的则对误差信号err积分。在该方法的动作1206期间评估积分结果是否大于阈值，并且依赖于该评估的结果将二进制信号设为第一值或第二值。

作为动作1204的替代，当第二信号inp2或（延迟的）第一信号inp1(t+)的斜率为负时可以对误差信号进行积分。在该情况下对选择性地使延迟量反相的动作进行相应地适配。

与在实验室中或在制造的结束时测量延迟对比，所提出的信号延迟估计器和对应的方法能够在TX操作期间测量延迟，并且因而能够应付改变的条件。

与在暂停正常操作的同时使用测试信号的延迟测量对比，所提出的信号延迟估计器和对应的方法通常能够使用“正常”TX信号并且不需要特殊的测试模式。关于GSM、EDGE、TD-SCDMA、UMTS和LTE系统进行了调查（但是也能够对许多其他RAT（无线电接入技术）起作用）。

本发明的至少一个方面是用于自动延迟测量的方法，所述方法能够测量延迟并且在时间上对准两个类似的信号。

延迟跟踪回路或信号延迟估计器的应用不限于以上所示出的蜂窝系统，而是通常能够在对两个类似信号的延迟感兴趣的任何时候被应用。

具有检测失真参数（AMPM失真）的可能性的许多产品可能需要一种应付改变的延迟的方法并且原则上能够从本发明获益。对于使用依赖于测量天线失配和回调天线阻抗的天线调谐器硬件的系统而言同样如此。例如在室温下，测量天线阻抗（或辐射天线功率）或者整体系统效率/电池电流对天线失配将是可能的。现在，改变温度将显著改变系统的延迟（标准双工器能够容易地使其相对温度的延迟变成三倍，从30nsec到90nsec）。在此类条件下天线阻抗测量将通常递送错误结果（准确的AMPM失真检测也将失效）。当使用如本文所描述的信号延迟估计器或用于估计信号延迟的方法时，相对于温度，性能参数可能几乎保持不变（天线辐射功率将是稳定的）。不使用信号延迟估计器（延迟跟踪回路）或方法通常导致辐射天线功率的显著改变。

尽管在装置的上下文中已描述了一些方面，但明显的是这些方面也表示对应方法的描述，其中块或设备与方法步骤或方法步骤的特征相对应。类似地，在方法步骤的上下文中所描述的各方面也表示对应的块或项目或者对应装置的特征的描述。可以通过（或使用）如微处理器、可编程计算机、或电子电路之类的硬件装置来执行方法步骤中的一些或所有。可以通过此类装置来执行最重要的方法步骤中的某一个或多个。

所述实现可以采用硬件或采用软件或可以使用例如软盘、DVD、蓝光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、或闪存之类的具有被存储在其上的电子可读控制信号的数字存储介质来执行，所述电子可读控制信号与可编程计算机系统配合（或能够与其配合）以使得执行相应的方法。可以提供具有电子可读控制信号的数据载体，所述电子可读控制信号能够与可编程计算机系统配合以使得执行本文所描述的方法。

所述实现还可以采用具有程序代码的计算机程序产品的形式，当计算机程序产品在计算机上运行时，程序代码进行操作以执行该方法。可以在机器可读载体上存储程序代码。

以上所描述的仅是说明性，并且要理解的是，本文所描述的布置和细节的修改和变化对于本领域技术人员而言将是明显的。因此，意在仅由所附权利要求的范围而不是由通过以上描述和解释的方式所呈现的特定细节来限制。