跨导放大器的高线性度优化方法

摘要

本发明公开了一种跨导放大器的高线性度优化方法，其特征在于提供一双端输入双端输出的跨导放大器，该跨导放大器两个输入端信号分别为Vin+=f(t+)和Vin-=f(t-)，二者之间的关系是：其中，f(t+)和f(t-)均为时间的连续函数。该方案使双端输入双端输出跨导器整体获得了最小的线性失真，在二阶谐波和三阶谐波上具有良好的表现。

说明书

技术领域

本发明涉及物联网设计及相关领域，为一种应用于跨导放大器设计的线性度优化方法。 

背景技术

近年来，随着集成电路设计的飞速发展，跨导运算放大器（OTA）技术已广泛应用于数模转换器和滤波器等通信电子系统中[1]。跨导放大器是一种混合模式的放大电路，它的输入信号是电压，输出信号是电流。由于跨导放大器内部只有电压转电流变换电路和电流传输电路，因此没有密勒补偿电容倍增效应，信号通路单一，大信号下的转换速率也高。同时电路结构简单，电源电压和功耗都可以有效降低。 

传统的实现线性跨导的方法，如源级衰减方法，利用无源电阻或者动态电阻来提高跨导器的线性，增加非对称源级耦合对的两个宽长比不同的MOS管组合等措施，往往是以改变MOS工作状态或偏置电流、功耗、牺牲电路其他性能指标和提高电路设计难度为代价，进而将影响系统其他单元甚至系统的性能。这些方法的共通性是基于对电路具体结构的优化和改进，设计的结果是单方面减少二阶谐波失真或者三阶谐波失真，如此处理，得到的并不是跨导放大器整体电路的最小失真度，迄今为止没有文献报道研究这两者之间的内在联系，因此在面对整体跨导器的谐波失真处理方面，仍具有局限性。 

发明内容

本文从跨导器理论出发，提出了一种提高跨导放大器线性度的设计方法，使两个输入端的信号满足的条件下，跨导器整体线性失真最小，其技术方案如下： 

跨导放大器的高线性度优化方法，在于： 

提供一双端输入双端输出的跨导放大器，该跨导放大器两个输入端信号分别为V_in+=f(t⁺)和V_in-＝f(t^-)，二者之间的关系是： 

$>f\left(t^{-}\right)=\frac{4}{3}·f\left(t^{+}\right)+1$>

其中，f(t⁺)和f(t^-)均为时间的连续函数。 

作为本技术方案的优选者，可以有如下的方式体现： 

较佳实施例中，该跨导放大器包括： 

差分MOS对管M1和M2，其漏极各自通过电流源i1和i2连接到VDD；其源极各自连通到MOS对管M3和M4的源极； 

该对管M3和M4的漏极均接地，其栅极均设置控制电压源Vb1； 

MOS对管M5和M6，其漏极分别连接该M1和M2的漏极，其栅极各自与该MOS对管M1和M2的栅极之间具有控制电压源Vb5和Vb4；其源极分别连通MOS对管M7和M8的源极； 

该MOS对管M7和M8的栅极与地之间各自具有控制电压源Vb2和Vb3； 

其中,MOS对管M5和M6的栅极各自作为该跨导放大器的输入端；且M5和M6源极之间接入电阻R。 

较佳实施例中，M5和M7处于强饱和区，而M6和M8处于弱饱和区。较佳实施例中，对于所述电阻R，MOS管M5和M7，三者满足关系R>>1/Gm5,7。 

较佳实施例中，该电阻R恒定为1KΩ，且Vb2和Vb3的偏差不大于0.5V。 

本技术方案带来的有益效果是： 

通过设定两个输入端的信号使之满足f(t^-)=4f(t⁺)/3+1，使双端输入双端输出跨导器整体获得了最小的线性失真，在二阶谐波和三阶谐波上具有良好的表现。 

附图说明

以下结合附图实施例对本发明作进一步说明： 

图1是本发明实施例一的跨导放大器其电路示意图； 

图2是图1所示实施例的无杂散动态范围（SFDR）仿真结果示意图； 

图3为Matlab仿真波形图； 

图4为多个谐波失真仿真波形。 

具体实施方式

如图1所示，本发明实施例一的跨导放大器其电路示意图；图2是图1所示实施例的SFDR仿真结果示意图。为了考察提出的线性度优化方法，本文将此方法应用于实施例一的跨导器电路中。本实施例的跨导器均采用CMOS差分对，通过调节栅极电压改变跨导器的跨导值。M5和M6的源极接入电阻R，电阻R恒定为1K欧姆，Vb2和Vb3偏差不超过0.5V。输入信号Vin1和Vin2满足f(t^-)=4f(t⁺)/3+1的条件。 

M5、M6工作于较低的共模电压能有效降低线性失真，同时考虑到M5和M6的栅极输入应满足f(t^-)=4f(t⁺)/3+1，因此并联的M5、M7和M6、M8必须选择恰当的偏置电压，一方面避免输入电压变化过大引起MOS管处于截止区。另一方面应使M5、M7和M6、M8分别处于强饱和区和弱饱和区，这样做的目的是不会为了达到一定的线性度，而以牺牲跨导值为代价，这在交叉耦合方法中是难以处理的。同时为了进一步减小跨导器的非线性，在M7和M8的源极之间接入电 阻R，当R>>1/Gm5,7时,跨导器的高阶非线性项趋于零。由于引入R，造成跨导器的功耗增大，因此将Vb2和Vb3分别控制M7，M8，避免电阻R两端电势偏差过大而引起高频失真。需要注意的是Vb2和Vb3偏差不宜过大，以免造成MOS管失配效应增大。 

图2的仿真环境是基于Cadence的Spetrue仿真器。电源电压3.3V，跨导器输入0.45MHz的信号，由图得，跨导器输出的二阶谐波和三阶谐波分别为-90.8dB和-90.35dB。噪声平台平稳，集中在-100dB处，跨导器的信噪比较大，其无杂散动态范围达到60.25dB。普通差分结构跨导器的二阶谐波虽然极大减少，但同时三阶谐波增加，两者之间的差值基本维持在15dB以上，造成噪声平台急剧上升，系统信噪比降低。该结构在高线性度跨导电容滤波器电路中有着较高的应用价值。 

为了对上述分析方法验证，采用Matlab软件进行模拟仿真。根据傅里叶定理，输入信号满足连续可积条件时均可表示成余弦基函数的线性组合或者积分。首先假设输入信号为V_in=V_mcos(θt)，Vm等于0.95V，相位角频率θ等于9.42x106s-1。跨导器分别采用单端输入单端输出结构和双端输入双端输出结构时，输出信号的线性失真情形。图3为Matlab仿真波形图，从图中示出，单端输入单端输出结构的跨导器的谐波失真最大，在时间0-2s内，输出谐波失真电压从1.1V变化到1.25V，变化率为0.075V/s。采用普通的差分结构时，输出谐波失真电压在0-2s内，变化了0.1V，变化率为0.05V/s。采用本实施例的结构时，输出谐波失真在0-2s时间内，输出谐波失真电压从0.2530V变化到0.2455，变化率仅为0.00275V/s。 

图4为单端输入单端输出、双端输入双端输出差分结构和本实施例的结构的谐波失真仿真波形。从图中可以看出，在基波频率为1.5MHz时，采用单入单 出结构的跨导器二阶谐波为-49.6dB，三阶谐波为-49.2dB。采用普通差分结构时，跨导器二阶谐波为-101.dB，三阶谐波为-48.3dB。而采用本实施例的结构时，跨导器输出二阶谐波为-99.2dB，三阶谐波为-98.2dB。普通差分结构由于两个输入信号互为相反数，因此二阶谐波将被极大的抵消，但同时三阶谐波确有略微增大，导致系统电路总谐波失真没有较大提高。本实施例的两个输入端的信号满足f(t^-)=4f(t⁺)/3+1的条件下，二阶谐波失真虽有略微增大，但三阶谐波失真大幅减小，确保跨导器总谐波失真大幅减小，无杂散动态范围(SFDR)大幅度增加。 

可见，本实施例所体现的一种提高跨导放大器线性度的设计方法，通过科学仿真软件Matlab模拟实验证实，两个输入端的信号满足f(t^-)=4f(t⁺)/3+1的条件下，跨导器整体获得了最小的线性失真。 

以上所述，仅为本发明较佳实施例而已，故不能依此限定本发明实施的范围，即依本发明专利范围及说明书内容所作的等效变化与修饰，例如同样精神的双入双出跨导器的设计，皆应仍属本发明涵盖的范围内。