用于补偿双偏振相干通道中的噪声的系统及方法

摘要

本公开提供用于补偿光纤通信系统和诸如此类的装置中的信号失真的系统以及方法。更具体地，本公开提供用于补偿高数据速率（PM）多级别正交振幅调制（M-QAM）通道中由相邻通道导致的非线性交叉偏振（即，非线性交叉偏振调制）（XPolM）引起的噪声和非线性交叉相位调制（XPM）引起的噪声的正交偏振探测和宽带导频（OPDBP）技术。该方法允许同步地补偿XPolM和XPM，提供数dB的光范围扩展。该方法使用通过导频音的宽带（例如，几GHz宽度）滤波的基于导频音的正交偏振探测方案。

说明书

技术领域

本公开总体上涉及用于补偿光纤通信系统（和诸如此类的装置）中的信号失真的系统以及方法。更具体地，本公开涉及一种正交偏振探测和宽带导频（OPDBP）技术，该技术用于补偿高数据速率偏振复用（PM）多级别正交振幅调制（M-QAM）通道中由相邻通道导致的非线性交叉偏振（即非线性交叉偏振调制）（XPolM）引起的噪声和非线性交叉相位调制（XPM）引起的噪声。 

背景技术

鉴于现行的渐进式光纤传输系统升级方法，高数据速率PM（例如，100Gb/s、200Gb/s等）通道必须与设计为用于这种开关键控（OOK）信号的链路中的传统OOK相邻通道共存。然而，多数的现场试验和实验室试验揭示了相干100Gb/s通道中的显著的非线性串扰障碍，例如，由通过10Gb/s的OOK相邻通道引起的XPolM或者非线性偏振串扰和XPM导致的障碍。例如，这种非线性串扰障碍使得在包括非色散位移光纤（NDSF）和非零色散位移光纤（NZDSF）的色散补偿链路上的高数据速率PM信号的未再生范围降低若干分贝（dB）。这发生在最常见的陆地和海底链路上。 

用于处理非线性XPolM引起的噪声和非线性XPM引起的噪声的现有方法可以被分为四大类：（1）根据高速模数变换器/数字信号处理（ADC/DSP）追踪由XPolM导致的信号偏振变化和由XPM导致的信号的相位变化的相干偏分复用（PDM）系统；（2）使用导频音来补偿通道间非线性障碍；（3）使用前馈DSP和训练比特序列以补偿XPolM；以及（4）使用基于DSP的非线性反向传播以补偿通道内（即，单通道内部）的非线性系统性失真。这些方法的缺点阐述如下。 

由于数据处理速度和数据获取方案，根据高速ADC/DSP的传统的相 干PDM系统中追踪偏振和相位的速度通常被限制成小于1MHz。因此，由与10Gb/s的通道相邻，发生在～1GHz的速率下的由XPolM导致的信号偏振变化和由XPM导致的信号相位变化远远超出了传统的相干PDM系统中追踪偏振和相位的能力。 

在已提出的用于PDM系统中正交偏振探测的基于导频的方法中，滤波导频的低通滤波器（LPFs）的带宽已被限制为不高于100MHz，从而使放大的自发辐射（ASE）噪声影响最小化。如之后的分析所示，由非线性XPM和XPolM导致的大量的非线性噪声位于1GHz至3GHz的光谱范围内。通过这种推理，所提出的在低于100MHz的带宽内进行导频滤波的正交偏振方法仅仅具有约0.5dB的质量（Q）系数改善能力。所提出的基于导频的非线性补偿方法使得在单偏振波分复用（WDM）传播中具有2.4dB的Q系数改善。然而，该方法仅仅具有补偿XPM和自相位调制（SPM）的能力，并且其无法补偿PDM系统中由XPolM导致的非线性交叉偏振噪声。所提出的另一种导频辅助方法已经被证明为由部分XPM补偿导致在相干PDM中产生相当有限的（例如，低于0.6dB）Q系数改善。用于XPM补偿的多个替代的导频辅助方法也产生1dB以内的、有限的Q系数改善。需要注意，这些方法无法用于XPolM补偿。所提出的另一种导频辅助方法仅仅允许容限发射功率中0.5dB的适度提升。同样地，所提出的基于导频音的方法允许在非线性容限中上至0.5dB的改善。另一种导频辅助方法允许1dB的发射功率提升，从而在最大系统范围中产生9%的适度提升。 

使用前馈DSP和训练比特序列来补偿XPolM的方法也产生有限的（例如，1dB）Q系数改善。这样的原因是双重的。第一，用于切断超过10MHz的偏振变化的训练序列被限制成约0.1微秒。第二，在该方法中由XPM导致的非线性信号相位变化保持无补偿。 

最后，被应用在单通道带宽内的数字反向传播因为无法用于通道间的XPM和XPolM补偿，所以在WDM环境下仅仅产生非常有限的益处（例如，低于1dB）。多通道带宽数字反向传播能够提供更高的增益，但是无法实施在任何现实的长期DSP技术中。 

发明内容

在多个示例性实施方式中，本公开提供用于补偿光纤通信系统和诸如此类的装置中的信号失真的系统以及方法。更具体地，本公开提供用于补偿高数据速率PM M-QAM通道中由相邻通道导致的非线性XPolM引起的噪声和非线性XPM引起的噪声的OPDBP技术。该方法允许同步地补偿XPolM和XPM，提供数dB的光范围扩展。该方法使用通过导频音的宽带（例如，几GHz宽度）滤波的基于导频音的正交偏振探测方案。 

所提供的OPDBP操作的多个示例在具有10Gbps非归零码（NRZ）相邻通道的112Gbps的PDM–正交频分复用（OFDM）–正交移相键控（QPSK）测试通道上执行，但是其还适用于广泛范围的测试通道和相邻通道的调制格式。在缺乏具有90%的内联光学色散补偿的10x100km的NDSF系统中的副载波内偏振模色散（PMD）补偿的情况下，所示的OPDBP操作用于提供大于4dB的Q系数改善。通过副载波内PMD补偿，提供大于5dB的Q系数改善。 

这些OPDBP系统以及方法的中心功能包括：（1）在正交偏振上使用导频音，在电数据信号的偏振解复用之前该导频音的频率完全可分；（2）使用导频音以提供直接偏振解复用数据信号的能力，从而对线性激光相关和非线性串扰相关的共模相位噪声方面进行自动补偿；以及（3）用于滤波从低于GHz到几GHz范围内的导频音的带宽的动态选择的、优化的抉择。 

目前现有的高数据速率、PM通道通过在比特时间尺度上具有高功率偏移的共同传播通道而基本上具有不利的损失。例如，100Gbps的PDM-QPSK通道通过在光学色散补偿链路上的共同传播非归零码（NRZ）通道损失数dB。本公开的OPDBP方法相比于目前的技术具有多个显著的优点：（1）提供显著改善（以尽量多的dB）如XPolM和XPMdB的通道间（即，从邻近的相邻通道）非线性串扰容限的方法；（2）提供根据性能限制机制的不论是线性ASE噪声还是非线性串扰动态的通道性能优化方法；（3）提供显著提升激光相位噪声容限的便捷方法；（4）提供简化接收电路中的偏振解复用的便捷方法；以及（5）相比于现有的在陆地和海底的色散补偿链路，通过相干通道使得优良的未再生范围实现高容量升级。 

在一个示例性实施方式中，本公开提供用于同步补偿高数据速率偏振复用通道中由相邻通道导致的非线性交叉偏振调制引起的噪声和非线性交叉相位调制引起的噪声的系统，包括：接收器，用于接收相同偏振状态中的光谱可分离的导频音作为偏振通道，将相关的导频音矢量降频转换到基带，以足够的带宽分离导频音矢量，将副载波信号矢量降频转换到基带，并且取多个矢量的标量积，即conj（第一偏振导频矢量）×（信号矢量）的第一标量积和conj（第二偏振导频矢量）×（信号矢量）的第二标量积，其中第一标量积还原进入到第一偏振上的链路中的原始第一偏振通道，第二标量积还原进入到第二偏振上的链路中的原始第二偏振通道；其中围绕第一偏振导频音和第二偏振导频音的足够的带宽足以同步地采集非线性交叉相位调制引起的偏振变化和非线性交叉相位调制引起的相位变化。该系统还包括：发射器，用于将相同偏振状态中的光谱可分离的导频设置为偏振通道。可选地，第一偏振为水平偏振，第二偏振为垂直偏振。可选地，偏振复用通道为多级别正交振幅调制偏振复用通道。该系统还包括：低通滤波器，用于对从低于GHz到几GHz范围中的导频音宽带滤波。通过非线性交叉偏振调制引起的噪声和非线性交叉相位调制引起的噪声的补偿与随着足够的带宽增加的由放大的自发辐射噪声导致的退化之间的优化，确定足够的带宽。该系统还包括：用于执行副载波内偏振模色散补偿和光色散补偿的装置。系统还包括：偏振波分复用混合。 

在另一个示例性实施方式中，本公开提供用于同步补偿高数据速率偏振复用通道的由相邻通道导致的非线性交叉偏振调制引起的噪声和非线性交叉相位调制引起的噪声的方法，包括：通过接收器接收相同偏振状态中光谱可分离的导频音作为偏振通道，将相关的导频音矢量降频转换到基带，以足够的带宽分离导频音矢量，将副载波信号矢量降频转换到基带，并且取多个矢量的标量积，即conj（第一偏振导频矢量）×（信号矢量）的第一标量积和conj（第二偏振导频矢量）×（信号矢量）的第二标量积，其中第一标量积还原进入到第一偏振上的链路中的原始第一偏振通道，第二标量积还原进入到第二偏振上的链路中的原始第二偏振通道；其中围绕第一偏振导频音和第二偏振导频音的足够的带宽足以同 步地采集非线性交叉相位调制引起的偏振变化和非线性交叉相位调制引起的相位变化。该方法还包括：通过发射器将相同偏振状态中的光谱可分离的导频设置为偏振通道。可选地，第一偏振为水平偏振，第二偏振为垂直偏振。可选地，偏振复用通道为多级别正交振幅调制偏振复用通道。该方法进一步包括：通过低通滤波器对从低于GHz到几GHz范围中的导频音宽带滤波。通过非线性交叉偏振调制引起的噪声和非线性交叉相位调制引起的噪声的补偿与随着足够的带宽增加的由放大的自发辐射噪声导致的退化之间的优化，确定足够的带宽。该方法还包括：执行副载波内偏振模色散补偿和光色散补偿。该方法还包括：将解复用的偏振复用通道传送至偏振波分复用混合。 

在另一实施方式中，本公开提供用于同步补偿高数据速率偏振复用通道中由相邻通道导致的线性交叉偏振调制引起的噪声和非线性交叉相位调制引起的噪声的系统，包括：发射器和接收器，其中发射器用于将光谱可分离的导频音置于与偏振复用通道相关的正交水平和垂直偏振上以复用具有相邻通道的偏振复用通道；接收器用于将位于正交水平和垂直偏振的导频音降频转换到基带并分离导频音以从相邻通道解复用偏振复用通道，其中足够的带宽被设置为围绕水平偏振导频音和垂直偏振导频音从而使得接收器能够同步地采集非线性交叉相位调制引起的偏振变化和非线性交叉相位调制引起的相位变化。接收器用于取两个矢量的两个标量积，即conj（水平偏振导频矢量）×（信号矢量）的第一标量积和conj（垂直偏振导频矢量）×（信号矢量）的第二标量积，其中第一标量积还原原始的水平偏振通道，第二标量积还原原始的垂直偏振通道。 

附图说明

在本文中，通过参照多个附图示出并描述本公开，其中在适当情况下相同的附图标记表示相同的系统元件/方法步骤，在附图中： 

图1为根据本公开的OPDBP系统以及方法的频谱图，示出各个偏振中携带有7x4Gbaud QPSK副载波（SCs）的112Gb/s的PDM OFDM信号； 

图2为根据本公开的OPDBP系统以及方法的示意图，示出用于由8x10Gb/s的OOK通道围绕的112Gb/s的PDM7x4Gbaud OFDM QPSK通道 传播的系统； 

图3为根据本公开的OPDBP系统以及方法的图表，示出Q系数与用于多个LPF带宽的通道功率的对比（其中10Gb/s位于1dBm/ch，差分群时延（DGD）=11.24ps，不具有相邻通道的112Gb/s通道的曲线为参考）； 

图4为根据本公开的OPDBP系统以及方法的另一个图表，示出Q系数与用于多个LPF带宽的通道功率的对比（但是，DGD=0ps，10Gb/s仍位于1dBm/ch，其他所有系统参数与图3相同）； 

图5为另一图表，示出最优通道功率的Q系数改善与导频LPF带宽的对比（左插图只涉及菱形曲线，右插图为水平偏振眼图；相对于7.8125MHz的LPF在图3中5dBm上的最大Q=14.34dB，叉形曲线为单112Gb/s通道的消极的Q改善）；以及 

图6为另一图表，示出用于单112Gb/s的PDM7x4Gbaud OFDM QPSK通道的Q系数与用于多个LPF带宽的通道功率的对比，并且DGD=0ps，其中单112Gb/s的PDM7x4Gbaud OFDM QPSK通道在具有每跨度90%色散补偿的10x100km的NDSF光纤上不具有10Gb/s的相邻通道（其他所有系统参数与图3-5中使用的参数相同）。 

具体实施方式

在一个示例性实施方式中，图1中示出本公开的OPDBP概念，其中示出各个偏振中携带7x4Gbaud QPSK副载波的112Gb/s的PDM OFDM信号的频谱图。进入到在相同偏振中具有I-分量信号的相位中的每个偏振的两个导频音围绕着中心对称地设置，并具有ν_pH1,2=±20GHz的水平偏振（H-pol）导频10和ν_pV1,2=±16GHz的垂直偏振（V-pol）导频12。假设PMD、偏振相关损耗（PDL）和ASE可以忽略不计。然后，在线性传播机制中，水平偏振中的导频领域矢量将始终与水平偏振信号领域矢量保持共同偏振，并且正交于垂直偏振信号领域矢量。因此，在光纤输出中，从副载波滤波的水平偏振导频与第m个副载波（m=1÷7）信号（分别降频转换到基带）的标量积为： 

${\overrightarrow{ϵ}}_{\mathrm{pH}}^{*}·{\overrightarrow{E}}_m=\left|{ϵ}_p\right|E_{\mathrm{mH}0},---\left(1\right)$

还原原始的第m个副载波水平偏振光纤输出领域E_mH0。在该公式中，因为 对于连续波外腔或定期分布式反馈（DFB）激光，|ε_p|导频振幅没有随时间发生明显变化，所以将其作为真实的积常数。相似地，垂直偏振导频与信号（分别降频转换到基带）的标量积为： 

${\overrightarrow{ϵ}}_{\mathrm{pV}}^{*}·{\overrightarrow{E}}_m=\left|{ϵ}_p\right|E_{\mathrm{mV}0},---\left(2\right)$

还原原始的第m个副载波垂直偏振光纤输出领域E_mV0。对于非零PMD，因为导频偏振状态（SOP）与信号SOP不同，所以简单的公式（1）和（2）将不再有用。用于完全补偿色散（CD）的第一阶PMD中的光纤琼斯矩阵取决于频率ω，如： 

$\hat{J}\left(\omega \right)={\hat{R}}_1\mathrm{diag}[e^{\mathrm{i\omega \tau }/2},e^{-\mathrm{i\omega \tau }/2}]{\hat{R}}_2,---\left(3\right)$

其中，为与ω无关的酉矩阵，并分别与输出和输入的主要SOP相关，τ为差分群时延（DGD）。然而，在给出的上述琼斯矩阵（3）中，在水平偏振和垂直偏振中，在中心频率ω_m上的任何第m个副载波的正确的导频 仍然可以从在相同偏振中的两个导频的线性组合中获取。该线性组合为： 

${\overrightarrow{ϵ}}_{\mathrm{pHm},\mathrm{pVm}}={\alpha }_{\mathrm{Hm},\mathrm{Vm}}{\overrightarrow{ϵ}}_{\mathrm{pH}1,\mathrm{pV}1}+{\beta }_{\mathrm{Hm},\mathrm{Vm}}{\overrightarrow{ϵ}}_{\mathrm{pH}2,\mathrm{pV}2},---\left(4a\right)$

具有如下系数： 

${\alpha }_{\mathrm{Hm},\mathrm{Vm}}=\frac{e^{i{\omega }_m\tau /2}-e^{i({\omega }_{\mathrm{pH}2,\mathrm{pV}2}\tau -{\omega }_m\tau /2)}}{e^{i{\omega }_{\mathrm{pH}1,\mathrm{pV}1}\tau }-e^{i{\omega }_{\mathrm{pH}2,\mathrm{pV}2}\tau }}{e}^{i{\omega }_{\mathrm{pH}1,\mathrm{pV}1}\tau /2},---\left(4b\right)$

${\beta }_{\mathrm{Hm},\mathrm{Vm}}=\frac{e^{i({\omega }_{\mathrm{pH}1,\mathrm{pV}1}\tau -{\omega }_m\tau /2)}-e^{{\mathrm{i\omega }}_m\tau /2}}{e^{{\mathrm{i\omega }}_{\mathrm{pH}1,\mathrm{pV}1}\tau }-e^{{\mathrm{i\omega }}_{\mathrm{pH}2,\mathrm{pV}2}\tau }}{e}^{{\mathrm{i\omega }}_{\mathrm{pH}2,\mathrm{pV}2}\tau /2},---\left(4c\right)$

其中，和分别为降频转换到基带的在ω_pH1,2和ω_pV1,2频率上的两个水平偏振10和垂直偏振导频12。当τ=0时，方程4b和4c将频率权重系数降低到0与1之间。在选择导频排列时需要注意防止在感兴趣的τ动态范围内的方程4b和4c中的奇异性。因为如果和与在其中心频率上的第m个副载波共同传播时与该副载波保持共同偏振，则和可以被称为“本征导频”。有了这些本征导频，标量积将水平偏振的第m个副载波光纤输入领域信号（E_mH0）还原，并且标量积将垂直偏振的第m个副载波光纤输入领域信号（E_mV0）还原。 

现在参照图2，在一个示例性实施方式中，源自PDM7x4Gbaud的 OFDM QPSK发射器（Tx）22的112Gb/s通道20与8个单偏振10Gb/s的OOK通道24复用，其中，在具有50GHz通道间隔的112Gb/s通道20的每一侧上设有4个，并且使用斜率匹配的色散补偿光纤（DCF）28以及噪声值为6dB的掺铒光纤放大器（EDFA）进入到具有每跨度90%色散补偿的10x100km的NDSF光纤26，而且进入到DCF28中的功率比进入到NDSF26的功率小3dB。还可以利用色散补偿模块34。在接收器（Rx）30上，剩余的色散被完全补偿（112Gb/s通道20被解复用并发送到PDM 7x4Gbaud OFDM QPSK Rx30之前的PDM90度混合32）。基于快速傅里叶变换（FFT）的光学OFDM类型发射器22被用于在各个水平偏振和垂直偏振中生成PDM 7x4Gbaud OFDM QPSK信号。通过在垂直偏振中的±16GHz上和水平偏振中的±20GHz上添加2个未调制的音，实现每个偏振中插入2个导频。在接收器侧，信号在DCM34上被100%色散补偿、波长解复用并发送到基于OPDBP方案操作的混合（模拟/数字）双重-偏振相干探测器30。在混合（模拟/数字）双重-偏振相干探测器30中的操作方案如下。在平衡的光电探测器输出上，在X和Y偏振中的射频（RF）复合信号各自被划分为2×(7+4)支流，使用并行吉尔伯特射频混频器将源自相隔4GHz的RF音梳状发生器的RF音（具有同相音）进行混合，从而将各个2×7副载波和2×4导频E_nx,ny(n=1÷11)分别降频转换到基带并产生信号其中G为RF梳状发生器第n个音的复合振幅、E_LOx,LOy为本地振荡器X-偏振和Y-偏振领域。然后，通过LPF滤波4个RF的X和Y复合导频信号并发送到包括16位并行ADC、处理器和28位并行数模转换器（DACs）的GHz速率的DSP块。不论源与本地振荡器（LO）外腔激光频率是否匹配，具有20GHz导频音的RF梳状发生器的注入锁定都将导频保持在LPF中心上。DSP块的目的是使用基于具有源自判定电路的低速率误差信号的在一维空间中的DGDτ的数字追踪的方程（4）生成14位复合以及14位复合 本征导频。高阶PMD中的偏振相关CD将导致取决于ω_m的τ。使用一组14个并行RF复合混频器和7个并行RF复合加法器，生成如下信号： 

$H_{\mathrm{sm}}^H=P_{\mathrm{HXm}}^{*}{X}_m+P_{\mathrm{HYm}}^{*}{Y}_m=0.5{\left|G\right|}^2{\left|E_{\mathrm{LO}}\right|}^2\left|{ϵ}_p\right|E_{\mathrm{mH}0},$

$E_{\mathrm{sm}}^V=P_{\mathrm{VXm}}^{*}{X}_m+P_{\mathrm{VYm}}^{*}{Y}_m=0.5{\left|G\right|}^2{\left|E_{\mathrm{LO}}\right|}^2\left|{ϵ}_p\right|E_{\mathrm{mV}0},---\left(5\right)$

(m=1÷7)，还原原始的水平偏振和垂直偏振第m个副载波QPSK信号E_mH0和E_mV0。另外，可以通过基于高速ADC和DSP的接收器30接收112Gb/s的PDM7x4Gbaud OFDM QPSK信号。在后一种情况下，检测算法仍然是基于使用方程（5）的OPDBP方案，而色散、PMD和PDL补偿可以实现数字化。因此，在本公开中，与这两个不同接收器架构相关的两种情况（通过示例方式而不是限制方式）包括： 

1.基于模拟吉尔伯特单元混频器的具有相对低速率（例如几GHz）DSP的接收器；以及 

2.基于传统的高速ADC和DSP的具有PMD完全数字化补偿的接收器。 

在仿真中，使用函数rand()为各个7x4Gbaud副载波设置各个HI、HQ、VI和VQ分量中的512比特序列（具有7.8125MHz的FFT解析度），只选择那些产生等量的1和0的实现。导频功率与通道功率比被设置为～4.342dB。具有1.e-3滚降系数的根升余弦奈奎斯特滤波器（root raised cosine Nyquist filter）被用在Tx和Rx上。在10.78Gb/s下的相邻单偏振OOK NRZ通道全部以45度角进入到测试通道的水平偏振。图3示出7个副载波中的所有的相位水平偏振、正交水平偏振、相位垂直偏振和正交垂直偏振信号中算出的Q系数与用于多个矩形（振幅）LPF带宽的112Gb/s通道功率的依赖关系，多个矩形（振幅）LPF带宽用于与3.3x<DGD>相对应的DGD=11.24ps的导频滤波，其中<DGD>为光纤链路的平均DGD。在图3中，首先假设使用上面概述的基于模拟吉尔伯特单元混频器的接收器，其次假设使用基于具有源自判定电路的低速率误差信号的一维空间中的DGD数字追踪的方程（4）在相对低速率（例如，几GHz）的DSP块中生成复合本征导频（情况1）。需要注意，在这种情况下，在副载波带宽内的PMD保持无补偿。显而易见，Q系数随着LPF带宽的提升而提升，并且优化的通道功率从7.8125MHz的5dBm漂移到2.258GHz的LPF带宽的6dBm。当使用具有高速ADC和DSP传统的相干光学OFDM接收器（情况2）时，可以假设通过使用数字蝶形有限脉冲响应滤波器来完全补偿PMD，以使得剩余的DGD为零。对于零DGD的情况，在图4中，与图3相似，示出7个副载波中的所有的相位水平偏振、正交水平偏振、相位垂直偏振和正交垂直偏振信号中 算出的Q系数与用于导频滤波的多个矩形（振幅）LPF带宽的112Gb/s通道功率的对比。图3和4的结果在图5中进行模拟，其中图5示出在优化的通道功率下的Q系数改善与用于DGD=11.24ps和DGD=0ps的LPF带宽的对比。在2.258GHz的LPF带宽上DGD=0ps时实现的5.15dB的显著的Q系数改善是由于高速XPolM和XPM噪声补偿。为了证实这一点，从Q改善中排除XPolM部分（图5中的三角形曲线40）。通过使用导频的窄带（例如一个样本宽度）滤波和使用根据偏振解复用方程（5）的窄带导频偏振解复用信号以及宽带导频来切断高速交叉偏振分量以完成这一点。最后，通过多个LPF宽带滤波各个偏振中的两个偏振解复用的导频的平均并乘以在相应偏振中的偏振解复用和奈奎斯特滤波的副载波领域，从而补偿高速XPM。因此，图5中的最大Q系数改善从5.15dB（方形曲线42）降低到3.34dB（三角形曲线40），从而表明由网络高速XPolM噪声补偿导致差别为1.81dB的改善。当DGD=11.24ps时（图5中的菱形曲线44），假设完美的DGD追踪，最大Q系数改善从5.15dB降低到4.37dB。4GHz的副载波带宽内的保持无补偿的剩余PMD导致0.78dB的降低。在2.258GHz以上的LPF带宽上，由ASE噪声影响导致降低Q改善。需要注意，这种补偿远远超出通常在小于MHz速率下操作的传统的相干PDM系统中追踪偏振和相位的能力。最后，在图5中，示出消极的Q系数改善与用于不具有10Gb/s的相邻通道的单通道112Gb/s的7x4Gbaud OFDM QPSK（叉形曲线46）的LPF带宽的对比（如摘自图6）。随着LPF带宽增加，Q系数从7.8125MHz的LPF上的Q=14.34dB稳步降低，因为没有可补偿的非线性交叉通道噪声，进而使得ASE噪声障碍增加。需要注意，在零DGD时，与7.8125MHz的LPF上的8.18dB（参照图4中5dBm通道功率下的菱形曲线52中的最大值）相比，对于2.258GHz的优化的LPF，具有10Gb/s的相邻通道并基于OPDBP补偿的Q系数达到13.3dB（参照图4中6dBm通道功率下的叉形曲线50的最大值）。而对于2.258GHz以及所有Q=13.99dB时不具有相邻通道的相同的LPF（参照图6中6dBm通道功率下的叉形曲线54），意味着大部分由10Gb/s的相邻通道导致的XPM和XPolM噪声被补偿。 

因此，在本公开中，已提出并描述了使用OPDBP技术来显著地补偿由相邻通道导致的测试通道中的高速XPolM和XPM的方法。该方法适用 于测试通道和相邻通道的广范的调制格式。在具有10Gb/s的OOK相邻通道的112Gb/s的PDM OFDM QPSK测试通道的情况下，该方法在具有90%内联色散补偿的10×100km的NDSF中允许大于4dB的Q系数改善（大于5dB的剩余PMD补偿），并且当然可以扩展到其他场景。例如，为该OPDBP技术的关键功能之一为用于导频信号滤波的在1.5GHz和3GHz之间的带宽的优化选择。 

而且，XPolM趋向于去偏振信号，而XPM趋向于相位调制信号。为了补偿XPolM引起的去偏振，人们需要获取非线性光纤琼斯矩阵的时间演变。为了做到这一点，人们需要在不同偏振状态中具有至少两个光谱可分离的导频。对于具有水平和垂直偏振通道的PDM信号，可以方便地将这些导频置于水平和垂直偏振中。因此，为了同步地补偿XPolM和XPM，人们需要实现三步操作： 

1.在Tx22（参照图2）上，将两个光谱可分离的导频各自置于相同偏振状态中作为偏振通道； 

2.在Rx30（参照图2）上，分离水平偏振和垂直偏振导频的内容并降频转换到具有足够带宽的基带并取两个矢量的两个标量积，即conj（水平偏振导频矢量）×（信号矢量）标量积和conj（垂直偏振导频矢量）×（信号矢量）标量积。第一标量积还原原始的水平偏振信号通道、第二标量积还原原始的垂直偏振信号通道；以及 

3.围绕水平偏振和垂直偏振导频的带宽需要为足够且优化的，以采集快速XPolM引起的偏振变化和XPM引起的相位变化。通过随着带宽增加的XPolM和XPM引起的噪声补偿与由ASE噪声导致的退化之间的权衡，确定最优带宽。 

结合在一起的这三步操作表示本公开的显著的新颖性。更具体地，两个矢量即conj（水平偏振导频矢量）×（信号矢量）的第一标量积操作、以及两个矢量即conj（垂直偏振导频矢量）×（信号矢量）的第二标量积操作通过围绕水平偏振和垂直偏振光谱可分离的导频的优化带宽来采集快速XPolM引起的偏振和XPM引起的相位变化为关键概念。现有的基于导频的补偿方案将导频置于通常为相同频率的水平和垂直偏振通道中。然而，当现有方案如上述这样进行时，各个水平偏振导频将与在相同频 率上的各个垂直偏振导频混合。因此，水平和垂直偏振导频变成广谱不可分离。因此，导频的使用无法帮助采集光纤琼斯矩阵的时间演变和用于补偿XPolM引起交叉偏振噪声。反之，现有方案依靠传统的恒模算法（CMA）、多模算法（MMA）和（或）最小均方（LMS）算法以执行光纤琼斯矩阵追踪和偏振解复用。然而，如上文所述，由于数据处理速度和数据获取方案的限制，导致依靠高速ADC/DSP的传统的相干PDM系统中偏振追踪的速度通常被限制成小于MHz。因此，由10Gb/s相邻通道导致发生在～1GHz的速率下的由XPolM导致的信号偏振变化和由XPM导致的信号相位变化远远超出了使用现有导频的补偿技术的偏振追踪能力。需要注意，在仅仅一个偏振中具有导频（或许多光谱可分离的导频）是不足以采集琼斯矩阵的，并且因为缺乏确定的足够的自由度，因此不足以补偿XPolM引起的交叉偏振噪声。 

所有现有的基于导频的非线性补偿技术使用两个标量的积，即conj（导频领域标量）×（信号领域标量）。也就是说，这些积或者是数字偏振解复用之后的conj（垂直偏振导频领域标量）×（垂直偏振信号领域标量）和conj（水平偏振导频领域标量）×（水平偏振信号领域标量），或者是数字偏振解复用之前的conj（X-偏振导频领域标量）×（X-偏振信号领域标量）和conj（Y-偏振导频领域标量）×（Y-偏振信号领域标量）。在这两种情况下，两个标量的积不执行XPolM补偿功能，而是仅仅提供XPM补偿。在本公开中，用于滤波导频信号的带宽的优化选择为关键所在。例如，对于具有90%内联色散补偿和10Gb/s的OOK相邻通道的10x100km的NDSF光纤而言，这种优化的带宽为约2GHz。需要注意，重要的是在没有用于滤波导频的带宽的优化选择时，正交偏振探测技术不具有任何显著的非线性噪声补偿的能力。 

虽然在本文中参照优选实施方式和具体示例示出并描述了本公开，但对于本领域的普通技术人员显而易见的是，其他实施方式和示例可以执行类似功能和/或实现类似结果。所有这些等同的实施方式和实例包含在本公开的精神和范围内，并可被考虑到且旨在由所附权利要求覆盖。