一种采用电感补偿技术的超宽带低噪声放大器

摘要

一种采用电感补偿技术的超宽带低噪声放大器，包括放大单元、反馈单元和输出匹配单元,放大单元的输出端直接连接反馈单元和输出匹配单元的输入端,反馈单元的输出端接放大单元的输入端；放大单元采用自偏置反相器的结构，其偏置电阻较大以使得放大单元的输入阻抗很大，对输入匹配不产生影响；反馈单元由源跟随器驱动一个中等大小的电阻以完成输入匹配；输出匹配单元采用源跟随器结构，在一个很宽的频带内都能保持良好的输出匹配；放大单元采用了分裂负载电感补偿技术，将一个电感串联在MOS管的栅端，使得本发明提出的低噪声放大器的3dB带宽获得了较大提高，该放大器在很宽的频带内都能保持较为平坦的增益，同时该补偿电感对噪声也有一定的抑制作用。

说明书

技术领域

本发明属于射频集成电路技术领域，具体涉及一种具有平坦增益、低噪声、良好输入匹 配的超宽带低噪声放大器，适用于包括GSM、WCDMA、Bluetooth、WLAN、UWB等0.5G～10.6GHz 的多模接收机前端。

背景技术

随着市场对多功能无线设备的需求迅速增加，多模式的射频接收系统已经成为学术和工 业界研究的热点。通过将多种不同的通信模式整合到一个单一的接收链路，可以同时降低整 机的芯片面积和功耗。

低噪声放大器是射频接收链路中的重要模块，其接收来自天线的微弱信号并放大后输给 后级模块，为保证整个接收链路的性能，要求低噪声放大器本身具有较低的噪声系数，同时 还要提供足够的增益以抑制来自混频器等后级模块的噪声。低噪声放大器的增益往往与功耗 成正比,而对于射频接收系统而言,低功耗是其基本要求,在保证足够增益的前提下尽量降低 功耗是低噪声放大器的一个研究方向。此外，相对于传统的窄带低噪声放大器，能覆盖 0.5G～10.6GHz的超宽带低噪声放大器要同时满足输入匹配、噪声系数、增益、线性度等多种 指标的难度要大得多。

为了实现超宽带低噪声放大器的性能指标，往往需要使用电感进行必要的补偿，而电感 所消耗的面积很大，为了降低成本减小面积，尽量减少电感的使用数目是超宽带低噪声放大 器的设计方向之一。图1是文献1，S.-F.Chao,J.-J.Kuo,C.-L.Lin,M.-D.Tsai,and  H.Wang,"A DC-11.5GHz low-power,wideband amplifier using splitting-load inductive  peaking technique,"Microwave and Wireless Components Letters,IEEE,vol.18,pp. 482-484,2008.中提到的一种采用分裂负载电感补偿技术的电阻负反馈低噪声放大器，该放 大器采用三级放大以获得足够的增益，在第一第二级的输入端串入一个电感用以补偿随着频 率增长而下降的增益。由于该放大器采用的是电阻负反馈结构，其在增益和输入匹配间存在 严重的相互制约，尤其是在深亚微米CMOS工艺上，该结构在满足输入匹配的前提下往往只 能提供很小的增益，因而需要使用多级进行放大，但这会使用多个电感并降低噪声性能。

发明内容

有鉴于此，本发明提出了一种采用电感补偿技术的有源负反馈超宽带低噪声放大器，通 过源跟随器驱动电阻的方式获得输入匹配，大大缓解了增益和输入匹配间的制约，最终使用 一级放大就获得了足够的增益，减少了电感的使用数目并提高了噪声性能。

具体地，本发明提供的技术方案如下:

一种采用电感补偿技术的超宽带低噪声放大器，包括：放大单元1、反馈单元2和输出 匹配单元3（如图2所示），其中，放大单元1的输出端直接接反馈单元2和输出匹配单元3 的输入端，反馈单元2的输出端接放大单元1的输入端。放大单元1采用自偏置反相器的结 构，通过一路电流偏置，复用了NMOS管M1和PMOS管M2的跨导，降低了功耗，而且其偏置 电阻取值较大（常见地取在5K欧姆左右）以使得放大单元1的输入阻抗很大，对输入匹配 不产生影响；放大单元1还采用了分裂负载电感补偿技术（Splitting-Load Inductive Peaking  Technique），将一个电感串联在MOS管的栅端，使得本发明提出的低噪声放大器的3dB带宽 获得了较大提高，该放大器在很宽的频带内都能保持较为平坦的增益，同时该补偿电感对噪 声也有一定的抑制作用；此外，为了补偿由于寄生电容导致的增益随频率的下降，在放大单 元1的NMOS管的栅端串联了一个电感，通过串联谐振，M1栅端的电压在谐振频率前随着 频率增长而增大，进而补偿了原本随着频率增长而下降的电压增益。

反馈单元2采用源跟随器驱动一个中等大小电阻（常见地取在150欧姆～500欧姆之间） 的方式组成，可以在一个宽频带范围内获得良好的输入匹配。输出匹配单元3采用源跟随器 的结构，在一个很宽的频带内都能提供良好的输出匹配，该单元主要用于单独测试本发明提 出的低噪声放大器或者是该放大器接片外负载的情况，对于直接接片上混频器等电容性负载 的情况可以将该级去掉，不影响本发明提出的低噪声放大器的性能和使用。

所述放大单元1包括MOS管M1、MOS管M2、MOS管M3、电阻R1、电容C3和电感L1，其 中：

所述MOS管M3源端接电源，栅端接固定偏置电压Vbias，漏端接MOS管M2的源端并和 电容C3相接。MOS管M3用作电流源，为放大单元1提供直流偏置；所述电容C3在MOS管 M2的源端提供一个交流地；所述电阻R1一端接M2的栅端，并通过电感L1接M1的栅端，R1 的另一端接M1和M2的漏端，为MOS管M1和MOS管M2的自偏置提供直流通路；

所述MOS管M1、MOS管M2和电阻R1组成自偏置反相器的结构，M1的源端接地，通过电 流复用，MOS管M1和MOS管M2的跨导均用于信号放大，M1和M2的等效小信号输出电阻的 并联值作为放大单元的负载，用于提供电压增益；

所述电感L1串联在MOS管M1的栅端和射频信号输入端之间，通过串联谐振，M1栅端的 电压在谐振频率前随着频率增长而增大，进而补偿了原本随着频率增长而下降的电压增益；

所述反馈单元2包括MOS管M4、MOS管M5、电阻R2和电容C2，其中：

所述MOS管M5源端接电源，栅端接固定偏置电压Vbias，漏端接M4的源端，用于提供 电流偏置。所述MOS管M4栅端接放大单元1的输出，漏端接地，其源端接隔直电容C2，电 容C2的另一端接电阻R2，R2的另一端接射频信号输入端，通过M4的跨导和电阻R2的组合 为放大器提供50欧姆的输入匹配。

所述输出匹配单元3包括MOS管M6、MOS管M7，其中：

所述MOS管M7源端接电源，栅端接固定偏置电压Vbias，漏端接M6的源端，用于提供 电流偏置。所述MOS管M6漏端接地，栅端接放大单元1的输出，源端接负载，通过调整M6 的跨导，输出匹配单元3可提供良好的输出匹配。

本发明的优点和显著效果在于:

(1)本发明提出的低噪声放大器采用有源负反馈的结构，降低了增益放大单元和输入匹 配单元之间的相互制约，可以分别设计，增加了设计自由度，使得本发明提出的低噪声放大 器在设计上更为简单。

(2)本发明提出的低噪声放大器采用自偏置反相器的结构对输入信号进行放大，用了一 路电流，但复用了NMOS管M1和PMOS管M2的跨导，降低了功耗。

(3)本发明提出的低噪声放大器的增益不受限于输入匹配，只使用了一级放大便获得了 足够的增益，此外，在其放大单元的NMOS管M1的栅端串联一个增益补偿电感，放大器便可 在一个超宽带范围内获得一个较为平坦的增益。

(4)本发明提出的低噪声放大器中的增益补偿电感L1对于噪声也有一定的抑制作用，最 终获得了一个宽带范围内的较低且较平坦的噪声系数。

附图说明

图1为传统的采用分裂负载电感补偿技术的电阻负反馈低噪声放大器；

图2为本发明提出的低噪声放大器的电路方框图；

图3为本发明提出的低噪声放大器的电路原理图；

图4为本发明具体实施例有无补偿电感时散射参数S11对比图；

图5为本发明具体实施例有无补偿电感时散射参数S21对比图；

图6为本发明具体实施例有无补偿电感时散射参数S12和S22对比图；

图7为本发明具体实施例有无补偿电感时噪声系数(NF)对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明提出的低噪声放大器方案进行清楚、完整 的描述。

如图2所示，本发明提出的低噪声放大器包括放大单元1、反馈单元2和输出匹配单元 3，其中，放大单元1接收射频输入信号并将其放大，同时将放大后的信号输入到反馈单元2 和输出匹配单元3的输入端；反馈单元2将信号反馈到射频信号输入端以形成良好的输入匹 配；输出匹配单元3直接接收放大后的信号以驱动负载。

具体地，如图3所示，放大单元1由NMOS管M1、PMOS管M2和M3、电阻R1、电容C3 和电感L1组成。射频输入信号经过隔直电容C1输入到PMOS管M2的栅端。PMOS管M2的栅 端和电阻R1的一端、电感L1的一端接在一起，PMOS管M2的漏端接到电阻R1的另一端，并 接到NMOS管M1的漏端。电感L1的另一端接到NMOS管M1的栅端，NMOS管M1的源端接地。 PMOS管M2的源端接到M3的漏端，并同时连接电容C3，C3的另一端接地。PMOS管M3的源 端接电源VDD，其栅端接偏置电压Vbias。PMOS管M3用作电流源，给放大单元提供偏置电流。 电容C3取值较大（常见地大于10pF），用于在PMOS管M2的源端提供一个交流地。由上述描 述可见，放大单元1采用自偏置反相器的结构对信号进行放大，其低频增益为： A_v＝-[1-(g_m1+g_m2)R₁](r_o1||r_o2)/[R₁+r_o1||r_o1]，其中g_m1和g_m2分别是MOS管M1和M2的跨导， r_o1和r_o2分别是MOS管M1和M2的等效小信号输出电阻，特别地，针对深亚微米CMOS的情况 （65nm的MOS管本征增益g_mr_o＜10），当R1的阻值选得较大时（常见地为3K欧姆～6K欧姆）， 放大单元1的低频增益近似为：(g_m1+g_m2)(r_o1||r_o2)。可见，在深亚微米CMOS工艺上，放大 单元1的低频增益近似为MOS管的本征增益。此外，由于噪声系数随着跨导g_m1和跨导g_m2的 增大而降低，故在电流消耗和噪声系数间存在着一个折衷。

具体地，如图3所示，在没有使用电感进行补偿时，放大单元1的增益因受寄生电容的 影响将随着频率增长而迅速下降。为了能获得一个更宽频率范围的补偿，不是将补偿电感串 联在射频信号输入端和放大单元输入端之间，而是将补偿电感L1串联在NMOS管M1的栅端， 通过串联谐振，M1栅端的电压在谐振频率前随着频率增长而增大，进而补偿了原本随着频率 增长而下降的电压增益。电感L1根据NMOS管M1的栅端输入电容进行选择。为了获得有效 的增益补偿，并确保该低噪声放大器的稳定性，对于最高工作频率为10.6GHz的情况，选择 串联电感电容的谐振频率大约在14GHz。

具体地，如图3所示，反馈单元2由电阻R2、电容C2、PMOS管M4和PMOS管M5组成。 放大单元1中MOS管M2的漏端连接到M4的栅端，M4的漏端接地，M4的源端接M5的漏端， M5的栅端接偏置电压Vbias，M5的源端接电源VDD。电容C2一端接M4的源端，另一端接电 阻R2，R2的另一端接MOS管M2的栅端。反馈单元2由源跟随器驱动一个中等大小的电阻（常 见地取在150欧姆～500欧姆之间）为放大器提供输入匹配。MOS管M5用作电流源为源跟随 器提供电流偏置，电容C2为隔直电容。通过反馈单元的作用，从射频信号输入端看到的输 入阻抗为：{(1+g_m4R₂)/[g_m4(1+A_v)]}||C_in，其中C_in为从射频信号输入端看到的等效输入电 容，A_v为放大单元1的电压增益。

具体地，如图3所示，输出匹配单元3由MOS管M6、M7组成。放大单元1中MOS管M2 的漏端接到MOS管M6的栅端，M6的漏端接地，M6的源端接M7的漏端。M7的栅端接偏置电 压Vbias，M7的源端接电源VDD。从M6的源端经过隔直电容C4将放大后的射频信号输出。 输出匹配单元3的输出阻抗为：(1/g_m6)||C_out，其中g_m6为MOS管M6的跨导值，C_out为输出 匹配单元3的输出电容，通过调整MOS管M6的跨导值，可以在一个宽频带范围内获得良好 的输出匹配。

具体地，以65nm CMOS工艺为例，

M1:48/0.06um

M2:52.8/0.065um

M3:2*130/0.06um

M4:14/0.06um

M5:22.4/0.13um

M6:54.4/0.06um

M7:86/0.13um

R1:5K

R2:360

C2:2p

C3:10p

L1:2.4nH

电路工作在1.5V电源电压，消耗电流8.8mA，电路总功耗为13.2mW。电路性能：覆盖 频带0.5G～10.6GHz,输入匹配S11＜-10dB，增益S21为9.5dB～11.2dB,噪声系数NF为 3.05dB～3.5dB。5GHz频段处放大器的线性度为-6.65dBm。可见，本发明提出的低噪声放大器 具有良好的宽带性能。

为了进一步说明本发明的性能,将本发明提出的放大器与图1所示放大器进行一个比较:

指标 本发明放大器 图1所示放大器 工艺 65nm CMOS 130nm CMOS

频带 0.5G-10.6G 0.5G-11.5G 功耗 13.2mW 9.1mW S21 11.2dB-9.5dB 14.2dB-12.2dB NF 3.05dB-3.5dB 5dB-5.6dB 电感数 1 3

可见，本发明提出的低噪声放大器在保证其它性能指标的情况下，有效地减少了电感的 使用数目，节约了面积。图4～图7给出了本发明的放大器在采用电感补偿和未采用电感补偿 时的性能对比图，从图5可以看出，仅仅使用了一个电感进行补偿，本发明提出的放大器就 在超宽带范围内获得了一个平坦的增益，同时图7的结果表明该补偿电感在超宽带范围内也 对噪声进行了有效的抑制，提高了噪声性能。另外,如图6所示，该补偿电感也几乎未对放 大器的反向隔离和输出匹配产生恶化，放大器依然保持了良好的反向隔离和输出匹配。最后， 得益于相对稳定的增益,本发明的放大器获得了一个更好的输入匹配(如图4所示)。

最后应当说明，以上实施例仅用于说明本发明的技术方案而非限制，任何熟悉本技术领 域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，能轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的 保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求保护的范围为准。