法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2016-06-01
授权
授权
2014-03-12
实质审查的生效 IPC(主分类):H02M7/48 申请日:20131028
实质审查的生效
2014-02-12
公开
公开
技术领域
本发明属于电力技术领域,更具体地,涉及一种双模式SVPWM过调制 方法。
背景技术
SVPWM(Space Vector PWM,空间矢量脉宽调制)是一种通过交替使用 不同的电压矢量来实现电动机磁链轨迹控制的逆变器调制技术。附图1所 示的PWM(Pulse Width Modulation,脉冲宽度调制)逆变器共有八种工作 状态,对应可得八个基本空间矢量,其中六个有效工作矢量V1~V6,其幅值 为直流电压在空间中互差另两个为零矢量V0和V7。六个有效工作 矢量将空间电压矢量分为对称的六个扇区,每个扇区对应如附图2所示。
定义调制系数(其中Vref是期望输出电压矢量,Vdc是直流母线 电压),当期望输出电压矢量幅值小于扇区六边形的内切圆半径时,输出 电压矢量轨迹为圆形,线电压为正弦波,SVPWM处于线性调制区域;当期望 输出电压矢量幅值超出六边形内切圆半径时(这一临界点的调制系数 MI=0.9069),输出电压矢量轨迹不再为圆形,线电压波形发生畸变,此时 SVPWM进入过调制区域,原有的线性调制区域的调制方法不再适用,需要新 的调制方法,即过调制方法。目前SVPWM过调制方法主要分为两大类,一 类是双模式控制方法,另一类是单模式控制方法。相对于单模式控制方法, 双模式控制方法控制精度高,输出电压连续性好,但是算法复杂,不利于 工程实现。
经典双模式控制方法根据调制系数将调制区域划分为线性调制区、过调 制1区和过调制2区在不同的调制区域采用不同的调制方法:
线性调制区(0<MI<0.9069):输出电压矢量由相邻基本电压矢量 合成,如附图3所示,以第一扇区输出电压矢量为例:
其中TPWM是PWM开关周期时间,t1、t2分别为基本电压矢量V1和V2 的作用时间,则t0为零矢量的作用时间,t1、t2和t0由式(2)~(4)计算得 到:
t0=TPWM-t1-t2 (4)
式中θ为输出电压矢量的相角。
过调制1区(0.9069<MI≤0.9517)通过参考角度αr控制输出电压矢 量轨迹,实际输出电压矢量的相角与期望输出电压矢量的相角始终保持一 致,仅对其幅值进行修改,使输出电压矢量在参考角度内的幅值补偿电压 矢量幅值,在参考角度以外幅值收缩至六边形边界,以此控制输出电压基 波幅值等于期望输出电压矢量幅值。参考角度αr通过式(5)~(7)计算得 到:
αr=-30.23*MI+27.94 (0.9069<MI≤0.9095) (5)
αr=-8.58*MI+8.23 (0.9095<MI≤0.9485) (6)
αr=-26.43*MI+25.15 (0.9485<MI≤0.9517) (7)
补偿电压矢量幅值|Vcon|通过式(8)计算得到:
过调制1区控制方法的计算量主要来源于式(8),它的工程实现是简 单的。
过调制2区(0.9517<MI≤1):通过保持角度αh控制输出电压矢量 轨迹,在保持角度内,输出电压矢量保持为基本电压矢量,即六边形的顶 点,在保持角度外输出电压矢量的轨迹为六边形边界。保持角度αh通过式 (9)~(11)计算得到:
αh=6.40*MI-6.09 (0.9485<MI≤0.9800) (9)
αh=11.75*MI-11.34 (0.9800<MI≤0.9975) (10)
αh=48.96*MI-48.43 (0.9975<MI≤1.0000) (11)
以第一扇区为例,实际输出电压矢量相角θ’与期望输出电压矢量相角θ 的关系为:
因此当期望输出电压矢量相角为时,工程实现中需要 在每一个开关周期计算期望输出电压矢量相角,然后通过式(7)对相角进 行修改,得出新的输出电压矢量,再根据新的电压矢量计算矢量作用时间t1和t2,这种对输出电压矢量温和的修改方式保证了较高的控制精度,但是由 此带来的大量三角和反三角计算不利于算法的工程实现。
发明内容
为了在过调制方法的控制精度和算法复杂程度之间取得一个平衡,本 发明提供了一种双模式控制方法,这种控制方法易于工程实现同时具有相 对较高的控制精度。
本发明提出了一种双模式SVPWM过调制方法,包括:
根据调制系数将调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过调制2 区,其中0<MI<0.9069为线性调制区,0.9069<MI≤0.9517为过调制 1区,0.9517<MI≤1为过调制2区,MI为调制系数;
在线性调制区采用传统的SVPWM调制方法;
在过调制1区采用参考角度来控制实际输出电压矢量的补偿;
在过调制2区采用实际输出电压矢量在相角为保持角度处跳变,通过 跳变来跟随期望输出电压矢量的方式来控制输出电压矢量的轨迹。
具体地,所述过调制1区的调制方法为:
计算参考角度αr,根据αr计算出补偿电压矢量幅值,并将期望输出电压 矢量幅值修改为补偿电压矢量幅值;
根据修改后的期望输出电压矢量幅值来计算开通时间t1和t2,t1和t2分 别为两个基本电压矢量的作用时间;
判断t1、t2之和是否大于开关周期时间TPWM,如果t1、t2之和大于TPWM, 就对t1、t2进行等比例缩小;
否则直接输出t1、t2;
根据t1和t2进行PWM调制。
具体地,所述参考角度αr的计算方式为:
αr=-30.23*MI+27.94 (0.9069<MI≤0.9095)
αr=-8.58*MI+8.23 (0.9095<MI≤0.9485)
αr=-26.43*MI+25.15 (0.9485<MI≤0.9517)。
具体地,所述补偿电压矢量幅值的计算方式为:
具体地,所述过调制2区的调制方法具体为:
根据保持角度αh对期望输出电压矢量幅值进行修正,并计算出对应的 保持时间th;
根据修改后的期望输出电压矢量计算开通时间t1和t2;
判断t1是否大于保持时间th,如果t1大于th,修改开通时间为t1=1, t2=0,输出t1和t2;
否则再判断t2是否大于保持时间th,如果t2大于th,修改开通时间为 t2=1,t1=0,输出t1和t2;否则对t1、t2进行等比例缩小,输出t1和t2;
根据t1和t2进行PWM调制。
优选地,所述保持角度的计算方法为:
αh=33.198*MI-31.577(0.9517≤MI≤0.9529),
αh=12.135*MI-11.507(0.9529≤MI≤0.9589),
αh=7.572*MI-7.130(0.9589≤MI≤0.9911),
αh=12.181*MI-11.700(0.9911≤MI≤0.9987),
αh=37.557*MI-37.041(0.9987≤MI≤1.0000)。
优选地,所述保持时间的计算方式为:
其中TPWM是PWM开关周期时间。
具体地,所述t1、t2的计算方式为:
本发明提供的双模式控制方法相对于传统的双模式控制方法算法简 单,在过调制2区无需对每个开关周期的输出电压矢量相角进行修改,很 大程度上避免了繁杂的运算,易于工程实现;同时相对单模式控制方法, 这种双模式控制方法的控制精度相对较高、输出电压连续性相对较好。
附图说明
图1是PWM逆变器示意图;
图2是SVPWM基本电压矢量及扇区示意图;
图3是输出电压矢量合成示意图;
图4是本发明过调制1区输出电压矢量轨迹示意图;
图5是本发明过调制2区输出电压矢量轨迹示意图;
图6是本发明SVPWM控制方法流程图;
图7是本发明过调制1区控制方法流程图;
图8是本发明过调制2区控制方法流程图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白,以下结合附图 及实施例,对本发明进行进一步详细说明。应当理解,此处所描述的具体 实施例仅仅用以解释本发明,并不用于限定本发明。此外,下面所描述的 本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可 以相互组合。
本发明采用的技术方案是:
根据调制系数将SVPWM调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过 调制2区。
在过调制1区(0.9069<MI≤0.9517):沿用经典的双模式控制方法。
在过调制2区(0.9517<MI≤1.0000):在保持角度内,实际输出电 压矢量保持为基本电压矢量,保持角度以外实际输出电压矢量幅值为六边 形边界。以第一扇区内的电压矢量为例,实际输出电压矢量保持在基本电 压矢量V1,相角为0,直到期望输出电压矢量的相角达到αh,实际输出电 压矢量跳变跟随期望输出电压矢量,与之相角保持一致,幅值收缩至六边 形边界,当相角到达时,实际输出电压矢量再一次跳变到基本电压 矢量V2,一直保持到期望输出电压矢量相角为那么在第一扇区, 实际输出电压矢量相角θ‘与期望输出电压矢量相角θ的关系为:
保持角度αh由重新推导的公式(14)~(18)计算得到:
αh=33.198*MI-31.577(0.9517≤MI≤0.9529) (14)
αh=12.135*MI-11.507(0.9529≤MI≤0.9589) (15)
αh=7.572*MI-7.130(0.9589≤MI≤0.9911) (16)
αh=12.181*MI-11.700(0.9911≤MI≤0.9987) (17)
αh=37.557*MI-37.041(0.9987≤MI≤1.0000) (18)
如图4所示,粗实线为本发明过调制1区实际输出电压矢量轨迹,在 参考角度内实际输出电压矢量为补偿电压矢量,在参考角度外实际输出电 压矢量轨迹为六边形边界。
如图5所示,粗实线为本发明过调制2区实际输出电压矢量轨迹,在 保持角度内实际输出电压矢量为基本电压矢量,在参考角度外实际输出电 压矢量轨迹为六边形边界,把保持角度处的电压矢量记为保持电压矢量Vh, 定义在合成保持电压矢量中开通时间较长的一个基本电压矢量的开通时间 量为保持时间th,在图例中就是V2的开通时间,保持时间的计算公式为:
保持电压矢量幅值为:
如图6所示,本发明的控制方法通过以下步骤来实现:计算期望输出 电压矢量幅值(S601),根据期望输出电压矢量幅值计算调制系数MI(S602), 根据调制系数划分调制区域(S603),对不同调制区域采用不同的调制算 法(S604、S605、S606),最后计算出开通时间t1、t2和t0。
如图7所示,本发明在过调制1区的控制方法通过以下步骤来实现: 根据式(5)~(7)计算参考角度αr(S701),根据式(8)将期望输出电 压矢量幅值修改为补偿电压矢量幅值(S702),根据修改后的期望输出电 压矢量来计算开通时间t1和t2(S703),判断t1、t2之和是否大于开关周期 时间TPWM(S704),如果t1、t2之和大于TPWM,就对t1、t2进行等比例缩 小(S705),否则直接输出t1、t2(S706)。
如图8所示,本发明在过调制2区的控制方法通过以下步骤来实现: 根据式(14)~(18)计算保持角度αh(S801),根据式(19)计算出对应 的保持时间th、根据(20)将期望输出电压矢量幅值修正为保持电压矢量幅 值(S802),根据修改后的期望输出电压矢量计算开通时间t1和t2(S803), 判断t1是否大于保持时间th(S804),如果t1大于th,修改开通时间为t1=1, t2=0,输出t1和t2(S805),否则再判断t2是否大于保持时间th(S806), 如果t2大于th,修改开通时间为t2=1,t1=0,输出t1和t2(S807),否则对t1、t2进 行等比例缩小,输出t1和t2(S808)。
本发明提供的双模式控制方法相对于传统的双模式控制方法算法简 单,在过调制2区无需对每个开关周期的输出电压矢量相角进行修改,很 大程度上避免了繁杂的运算,易于工程实现;同时相对单模式控制方法, 这种双模式控制方法的控制精度相对较高、输出电压连续性相对较好。
本领域的技术人员容易理解,以上所述仅为本发明的较佳实施例而已, 并不用以限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等 同替换和改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。
机译: SVPWM BLDC使用SVPWM控制BLDC电机的方法
机译: 可以将两种模式的磁通量分布(平衡模式/不平衡模式)从一种切换到另一种的磁控溅射装置,以及一种使用该装置由无机成膜材料形成膜的成膜方法,以及一种双模式磁控溅射装置及成膜方法,使用该装置由无机成膜材料在低温下成膜
机译: 一种用于通过调制范围检测到作为故障切换的中央控制单元的方法,该方法被控制为电信网络中的另一个中央控制