基于选择性映射方式的载波上行传输的控制方法及装置

摘要

本发明提供了一种基于选择性映射方式的载波上行传输的控制方法及装置，包括：发送端分别对各CC的数据信息进行编码操作和调制操作后，对已编码和调制后的各CC的数据信息进行相位操作，生成相位序列；发送端对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离散傅立叶变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到多个包含相同信息的信号序列，选择各个包含相同信息的信号序列中峰均比PAPR值最小的信号序列进行传输。本发明解决了现有减小单个成员载波的PAPR的方法中存在失真、编码效率低、计算复杂度高且信令开销大的问题。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别涉及一种基于选择性映射方式的载波上 行传输的控制方法及装置。

背景技术

LTE-A是LTE-Advanced的简称，是（LTE，Long Term Evolution，长期 演进）技术的后续演进。而与LTE Release8系统相比，LTE-Advanced系统 在技术上有了显著增强，引入了载波聚合、增强的多天线技术、异构网络以 及中继等关键技术，它支持更高的峰值速率及更低时延，带来更佳的用户体 验。

为了满足IMT-Advanced下行峰值速率1Gbit/s，上行峰值速率500Mbit/s 的要求，LTE-Advanced系统支持最大100MHz的带宽。考虑到现有的频谱 分配方式和规划情况，很难找到足够的承载LTE-Advanced系统100MHz 带宽的整段频带，因此，3GPP提出了使用多载波聚合技术来解决LTE- Advanced系统对频带资源的需求。同时，采用多载波聚合的方式实现大带宽， 有利于实现LTE-Advanced系统对既有LTE系统的后向兼容。

在载波聚合（CA，Carrier Aggregation）技术中，载波（Carrier）指的是 用来传输E-UTRA或UTRA物理信道的调制波形信号。在载波聚合技术中， 被聚合的单个载波称为成员载波（Component Carrier，CC）。36系列协议中 载波聚合的定义为：两个或两个以上的成员载波聚合在一起以实现更大的传 输带宽。为了使LTE-Advanced系统中的基站（eNB）能同时支持LTE（Rel-8/9） 及LTE-A（Rel-10）的终端，在LTE-A的设计中必须充分考虑后向兼容性。 因此，在LTE-A系统中的定义的载波聚合技术中，CC的带宽定义为LTE Rel-8/9中所支持带宽，即1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz以及 20MHz其中的一种。载波聚合有三种聚合类型，带内连续CA、带内不连续 CA、带间不连续CA，分别如图1中a、b、c所示。

峰均比（PAPR，Peak to Average Power Ratio）可以用来评价器件(基带 数/模转换器和射频的高功率放大器)非线性带来的影响。高峰均比信号经过 非线性器件时会引起非线性失真，导致带内失真，带外频谱泄露，使系统性 能下降，也降低了终端放大器的工作效率。所以在实际中峰均比越大的信号， 在应用相同非线性器件时需要引入越大的功率回退，导致终端覆盖范围减 小。

载波聚合技术的引入，使PAPR增大不仅成为了LTE-A下行传输中存在 的问题，当上行多址方式确定为N-x-SC-FDMA传输方式后，也打破了上行 SC-FDMA低峰均比的特性。CA引起PAPR增大的原因有两个：不同CC上 参考信号（RS，Reference signal）模式相同；聚合CC数的增加。当所有聚 合CC使用相同的基序列和循环移位（CS，Cyclic Shift）时，每个上行CC 上将产生相同的参考信号序列模式，在使用一个射频链路的情况下，上行参 考信号在频域的重复，将导致PAPR大大增加。

对于上行传输，由于终端体积价格的限制，延长终端待机和通话时间的 需求，使终端对PAPR的增加更加敏感，所以减小PAPR显得尤为重要。

现有减小单个成员载波的PAPR的方法包括：信号预畸变方式、概率类 和编码类三类方式。信号预畸变方式简单且易实现但会引入失真；编码类由 于可供使用的编码组合数量非常少，特别是当子载波数量较大时，编码效率 很低；在概率类方式中采用较多的有选择性映射法（SLM，Selected Mapping） 和部分传输序列法（PTS，Partial Transmit Sequence），其中传统的SLM方 式的基本思想是对传输相同信息的U个统计独立的符号，选择其中具有最小 PAPR的符号传输。其中，U个统计独立的OFDM符号是对U个长度为N 的随机序列进行优化加权而得到的，然后运用迭代方法求得最优解。

但传统的SLM方式主要在于降低峰值出现的概率，而不是降低信号幅 度的最大值，有较好的PAPR减小效果且不引入失真，但计算复杂度高且信 令开销大，图2是传统的SLM方式的流程示意图。

因此，当前需要一种基于选择性映射方式的载波上行传输的技术方案来 解决现有减小单个成员载波的PAPR的方法中存在的上述问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种基于选择性映射方式的载波 上行传输的方法及装置，以解决现有减小单个成员载波的PAPR的方法中存 在失真、编码效率低、计算复杂度高且信令开销大的问题。

为了解决上述问题，本发明提供了一种基于选择性映射方式的载波上行 传输的控制方法，包括：

发送端分别对各成员载波CC的数据信息进行编码操作和调制操作后， 对已编码和调制后的各CC的数据信息进行相位操作，生成相位序列；

发送端对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离散傅立叶变换 操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到多个包含相同信息 的信号序列，选择各个包含相同信息的信号序列中峰均比PAPR值最小的信 号序列进行传输。

进一步地，上述方法还包括：所述发送端对已编码和调制后的各CC的 数据信息进行相位操作，生成相位序列的步骤，包括：

所述发送端通过设置不同相位序列对应不同子载波上的模值不同，来生 成相位序列，具体为：

将子载波分成长度为L的子块，L为满足的最小整数，同时也选 取满足上式的最小整数k，将第一个子块的模值重复M/L-1次得到整个序列所 有相位因子的模值，生成相位序列；

其中，是指从L中取k的组合，每个子块中k个相位因子的模为C， 其余L-k个相位因子模为单位模值1，U为生成的相位序列数，M为子载波 数。

进一步地，上述方法还包括：接收端通过不同相位序列对应子载波上符 号的功率差来确定接收端所用相位序列，来接收所述发送端发送的数据信 息。

进一步地，上述方法还包括：所述发送端对相位操作后的各CC的数据 信息依序分别进行离散傅立叶变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变 换操作后，得到多个包含相同信息的信号序列，选择各个包含相同信息的信 号序列中PAPR值最小的信号序列进行传输的步骤，包括：

所述发送端对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离散傅立叶 变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到的第u个包含 相同信息的N-x-SC-FDMA符号为将快速傅 立叶反变换后得到各CC的单载波频分多址信号的复包络，将所有h个CC 信号的复包络相加后得到载波聚合CA信号的复包络后，分别计算(U²+U)/2 个包含相同信息的CA信号的复包络的PAPR值，根据下面公式，选取 中PAPR值最小的信号序列进行传输,

$\underset{1\le u\le (U^2+U)/2}{\min }\left\{\frac{\underset{1\le l\le N}{\max }{\left|\underset{i=1}{\overset{h}{\Sigma }}{x}_{i,l}^u\right|}^2}{E{\left|\underset{i=1}{\overset{h}{\Sigma }}{x}_{i,l}^u\right|}^2}\right\};$

其中，表示通过选择性映射方式操作的第u个包含相同信息的 N-x-SC-FDMA符号的第i个CC，第l个子载波上的数据信息，u为正整数， h为正整数，N为正整数，E代表求期望。

本发明还提供了一种基于选择性映射方式的载波上行传输的控制装置， 包括：

编码调制模块，用于分别对各成员载波CC的数据信息进行编码操作和 调制操作；

相位操作模块，用于对已编码和调制后的各CC的数据信息进行相位操 作，生成相位序列；及

控制传输模块，用于对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离 散傅立叶变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到多个 包含相同信息的信号序列，选择各个包含相同信息的信号序列中峰均比 PAPR值最小的信号序列进行传输。

与现有技术相比，应用本发明，通过将相位操作放在DFT操作前，达到 大幅降低PAPR的效果；在发送端进行相位操作时，设置不同相位序列不同 子载波上的模值不同，因此在接收端利用不同相位序列对应子载波上符号的 功率差来确定接收端所用相位序列，消除了信令开销，降低了系统功耗；同 时通过SLM方式生成U个候选序列，然后根据傅里叶变换的线性特性，生 成其它(U²+U)/2个包含相同信息的信号序列,在达到相同PAPR减小效果 下，降低了计算复杂度，从而降低系统能耗，达到节能的目的。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所 需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发 明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前 提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是载波聚合类型的示意图；

图2是传统SLM方式的流程示意图；

图3是本发明的改进SLM方式的流程示意图；

图4是本发明的载波聚合下改进SLM方式在发送端的处理流程图；

图5是本发明实例中M=18，U=4时生成的相位序列的示意图；

图6是本发明的基于选择性映射方式的载波上行传输的控制方法的流程 图；

图7是本发明的基于选择性映射方式的载波上行传输的控制装置的结构 示意图；

图8是仿真试验中相位处理在DFT变换前/后的比较的示意图；

图9是仿真试验中本发明的改进SLM方式中PAPR的减小的示意图；

图10是仿真试验中传统SLM方式与本发明的改进SLM方式中PAPR 减小的示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行 清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而 不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做 出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明中基于SLM方式减小LTE-A中载波聚合下上行参考信号（也称 为导频）和数据信息（包括PUSCH的用户业务信息和PUCCH中的控制信 息）的PAPR的关键点主要在于以下3方面：

1）将相位操作的顺序放在了DFT操作前，达到大幅降低PAPR的效果；

2）在发送端进行相位操作时，设置不同相位序列不同子载波上的模值 不同，因此在接收端利用不同相位序列对应子载波上符号的功率差来确定接 收端所用相位序列，消除了信令开销，降低了系统功耗；

3）通过SLM方式生成U个候选序列，然后根据傅里叶变换的线性特性， 生成其它(U²+U)/2个包含相同信息的信号序列,在达到相同PAPR减小效果 下，降低了计算复杂度。

在LTE-A中存在多个CC时，各CC进行独立的功率控制，同时存在终 端最大发射总功率的限制，因此当各CC功率之和超过最大允许值的时候， 需要进行功率回退。而传输PUCCH(物理上行链路控制信道)的CC不进行功 率回退，不携带上行控制信息（UCI，Uplink Control Information）的PUSCH(物 理上行共享信道)将进行相同比例的功率回退。如果仍超过最大发射功率再对 携带UCI信息的PUSCH进行功率回退。针对PUSCH和PUCCH不同的PAPR 要求，可以通过调整U值，以达到不同的PAPR减小效果。

LTE-A载波聚合下上行采用N-x-SC-FDMA多址方式，各CC进行单独 的基带处理。

如图2所示，其中传统SLM方式的技术方案中，先进行DFT相位操作 后，再进行相位操作。而图3的本发明的技术方案中先进行相位操作，再进 行DFT相位操作，可以达到大幅降低PAPR的效果。

本发明的技术方案中通过设置不同相位序列模值不同来消除信令开销， 假设要生成的相位序列数为U，子载波数为M。随机生成各相位序列的相位， 按以下方法生成各相位序列的模。将子载波分成长度为L的子块，L为可以 满足的最小整数，同时也选取满足上式的最小整数k。每个子块中， 设C为k个相位因子的模，其余L-k个相位因子模仍设为单位模值1。每个 子块相位不同，但模值相同，将第一个子块的模值重复M/L-1次得到整个序 列所有相位因子的模值，因此对于不同的相位序列B_u和B_u'至少有2N/M个 |b_u,m|≠|b_u',m|。每个相位序列B_u中，有kM/L个相位因子模值大于1，即能量 增大，因此k越小越好。

传统SLM方式的计算复杂度随着相位序列数即需要的生成SC-FDMA 符号的IFFT变换数的增加而线性增加。本发明的方案中通过SLM方式生成 U个候选序列，然后根据傅里叶变换的线性特性，生成其它(U²+U)/2个包 含相同信息的信号序列,在达到相同PAPR减小效果下，减小了计算复杂度。 而根据IFFT变换的线性特性，有

$\left(\begin{array}{c}{x}_{g,k}=c_g{x}_{g+}{c}_k{x}_k\\ =c_g\mathrm{IFFT}\left(X\right)+c_k\mathrm{IFFT}\left(X\right)\\ =\mathrm{IFFT}(c_{g}X+c_{k}X)\\ =\mathrm{IFFT}[c_g\left(\mathrm{DFT}(A\otimes P^g)\right)+c_k\left(\mathrm{DFT}(A\otimes P^k)\right)]\\ =\mathrm{IFFT}[\mathrm{DFT}\left(c_g(A\otimes P^g)\right)+c_k(A\otimes P^k))]\\ =\mathrm{IFFT}\left[\mathrm{DFT}(A\otimes (c_g{P}^g+c_k{P}^k))\right]\end{array}\right)$

其中A为星座映射后的数据，P^g，P^k为原始相位序列，c_g，c_k为复数，x_g，x_k为用传统SLM方式生成的候选序列中的任意两个候选序列。c_gP^g+c_kP^k可看 作是SLM的一个相位序列，x_g，k可看作是SLM的一个新的候选序列。取 从U个原始相位序列中，可以得到个相位 序列，故共可得到如下的U²个相位序列，

$\{P^1,P^2,...,P^u,\frac{1}{\sqrt{2}}(P^1\pm {\mathrm{jP}}^2),\frac{1}{\sqrt{2}}(P^1\pm {\mathrm{jP}}^3),...,\frac{1}{\sqrt{2}}\left(P^{U-1}{\pm \mathrm{jP}}^U\right)\};$

但若在接收端要通过接收符号的功率不同进行相位序列的确定，由于 $\frac{1}{\sqrt{2}}(P^g\pm P^k)$的功率相同，$\{P^1,P^2,...,P^u,\frac{1}{\sqrt{2}}(P^1+{\mathrm{jP}}^2),\frac{1}{\sqrt{2}}(P^1+\pm {\mathrm{jP}}^3),...,\frac{1}{\sqrt{2}}\left(P^{U-1}{+\pm \mathrm{jP}}^U\right)\},$$\{P^1,P^2,...,P^u,\frac{1}{\sqrt{2}}(P^1-{\mathrm{jP}}^2),\frac{1}{\sqrt{2}}(P^1-{\mathrm{jP}}^3),...,\frac{1}{\sqrt{2}}\left(P^{U-1}{-\mathrm{jP}}^U\right)\}$只能取其一。

因此最后得到含有相同信息的SC-FDMA符号数为(U²+U)/2，子载波数 位N=2ⁿ。由于复数乘的和复数加的处理复杂度不同，设进行的复数乘的次 数为n_mul,复数加的次数为n_add，则传统SLM方式需要进行的 n_mul=Nu(U²+U)/4+N(U²+U)/2,Nn(U²+U)/4为IFFT变换中的复数 乘，N(U²+U)/2为PAPR计算中搜寻峰值进行的复数乘， n_add=Nu(U²+U)/2，则本方法中 n_mul=NnU/2+N(U²+U)/2,n_add=Nnu/+N(U²-U)/2。计算复杂度减 小率The computational complexity reduction ratio(CCRR)为

$\mathrm{CCRR}=(1-\frac{\mathrm{complexityoftheimprovedSLM}}{\mathrm{comoplexityoftheconventionalSLM}})\times 100\%.$

下面结合具体实例对本发明作进一步说明。本发明通过SLM方式减小 LTE-A中载波聚合下参考信号（也作导频）和数据信息（包括PUSCH的用 户业务信息和PUCCH中的控制信息）的PAPR。载波聚合中终端在各CC 上分配的子载波数（即为各CC上DFT的点数）可以不同，在本实例中各 CC都取为M=72。载波聚合中各CC所占用带宽可以不同，即总的子载波数 （即为各CC上IFFT点数），在本实施例中都取为N=2048。

图4为载波聚合下改进SLM方式在发送端的处理流程图。

本实例结合图4进一步说明用于常规CP(循环前缀)下PUSCH(物理上行 共享信道)的情况，具体步骤包括：

步骤401：分别对各CC（成员载波）的数据信息进行编码操作和调制操 作；

步骤402：对已编码和调制后的各CC的数据信息进行相位操作，生成 相位序列；

设要生成的相位序列数为U，子载波数为M。随机生成各相位序列的相 位，按以下方法生成各相位序列的模。将子载波分成长度为L的子块，L为 可以满足的最小整数，同时也选取满足上式的最小整数k。是 指从L中取k的组合，每个子块中，k个相位因子的模设为C，其余L-k个 相位因子模仍设为单位模值1。每个子块相位不同，但模值相同，即将第一 个子块的模值重复M/L-1次得到整个序列所有相位因子的模值，因此对于不 同的相位序列B_u和B_u'至少有2NM个|b_u,m|≠|b_u',m|。每个相位序列B_u中， 有kM/L个相位因子模值大于1，即能量增大，因此k越小越好。

其中可取L=4，则每CC有M/L=18个子块，取初始相位序列 U=4，设1≤S≤18，则其相位序列为如图5所示。

步骤403：对各CC的数据信息分别进行U个72点的DFT（离散傅立叶 变换）、子载波映射和2048点的IFFT（快速傅立叶反变换）；

步骤404：经过相位操作后得到的第u个包含相同信息的N-x-SC-FDMA 符号为$X^u=\{X_{i,1}^u{X}_{i,2}^u,...,X_{i,l}^u,...X_{i,N}^u\},$选择$X^u=\{X_{i,1}^u{X}_{i,2}^u,...,X_{i,l}^u,...X_{i,N}^u\}$中PAPR最小的信号序列进行传输。

对1≤u≤U,有$x^u=\mathrm{IFFT}(X\otimes P^u),$

对U+1≤u≤(U²+U)/2,有

$\left(\begin{array}{c}{x}^u=1/\sqrt{2}\mathrm{IFFT}(X\otimes P^g)+\mathrm{IFFT}\left(X{\otimes P}^k\right)\\ =1/\sqrt{2}(x^g+{\mathrm{jx}}^k)\end{array}\right)$

或为

$\left(\begin{array}{c}{x}^u=1/\sqrt{2}\mathrm{IFFT}\left(X\otimes P^g\right)-\mathrm{IFFT}\left(X{\otimes P}^k\right)\\ =1/\sqrt{2}(x^g-{\mathrm{jx}}^k)\end{array}\right)$

经过相位操作、IFFT变换、序列组合变换后得到(U²+U)/2个候选序列 ，1≤u≤(U²+U)/2，表示经过SLM方式操 作的第u个包含相同信息的N-x-SC-FDMA符号的第i个CC，第l个子载波 上的数据，降低了计算的复杂度。

IFFT变换后的结果正好是对SC-FDMA符号复包络采样后的结果。 LTE-A引入载波聚合后，由于上行对各CC进行单独的星座映射、DFT、子 载波映、IFFT处理，因此IFFT后得到各CC的SC-FDMA（单载波频分多址） 信号的复包络，所有h个CC信号的复包络相加后得到CA信号的复包络，然 后分别求(U²+U)/2个包含相同信息的CA信号的复包络的PAPR，如下面公 式所示，选取中PAPR最小的信号序列进行传 输，其中u为正整数，h为正整数，E代表求期望，

$\underset{1\le u\le (U^2+U)/2}{\min }\left\{\frac{\underset{1\le l\le N}{\max }{\left|\underset{i=1}{\overset{h}{\Sigma }}{x}_{i,l}^u\right|}^2}{E{\left|\underset{i=1}{\overset{h}{\Sigma }}{x}_{i,l}^u\right|}^2}\right\}.$

如图6所示，本发明的一种基于选择性映射方式的载波上行传输的控制 方法，包括以下步骤：

步骤610、发送端分别对各CC的数据信息进行编码操作和调制操作后， 对已编码和调制后的各CC的数据信息进行相位操作，生成相位序列；

步骤620、发送端对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离散 傅立叶变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到多个包 含相同信息的信号序列，选择各个包含相同信息的信号序列中峰均比PAPR 值最小的信号序列进行传输。

进一步包括：接收端通过不同相位序列对应子载波上符号的功率差来确 定接收端所用相位序列，来接收所述发送端发送的数据信息。

如图7所示，本发明提供了一种基于选择性映射方式的载波上行传输的 控制装置，包括：编码调制模块、相位操作模块和控制传输模块，其中，

编码调制模块，用于分别对各成员载波CC的数据信息进行编码操作和 调制操作；

相位操作模块，用于对已编码和调制后的各CC的数据信息进行相位操 作，生成相位序列；

控制传输模块，用于对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离 散傅立叶变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到多个 包含相同信息的信号序列，选择各个包含相同信息的信号序列中峰均比 PAPR值最小的信号序列进行传输。

所述相位操作模块对已编码和调制后的各CC的数据信息进行相位操 作，生成相位序列，是指：

所述相位操作模块通过设置不同相位序列对应不同子载波上的模值不 同，来生成相位序列，具体为：

将子载波分成长度为L的子块，L为满足的最小整数，同时也选 取满足上式的最小整数k，将第一个子块的模值重复M/L-1次得到整个序列所 有相位因子的模值，生成相位序列；

其中，是指从L中取k的组合，每个子块中k个相位因子的模为C， 其余L-k个相位因子模为单位模值1，U为生成的相位序列数，M为子载波 数。

所述控制传输模块对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离散 傅立叶变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到多个包 含相同信息的信号序列，选择各个包含相同信息的信号序列中PAPR值最小 的信号序列进行传输，是指：

所述控制传输模块对相位操作后的各CC的数据信息依序分别进行离散 傅立叶变换操作、子载波映射操作和快速傅立叶反变换操作后，得到的第u 个包含相同信息的N-x-SC-FDMA符号为将 快速傅立叶反变换后得到各CC的单载波频分多址信号的复包络，将所有h 个CC信号的复包络相加后得到载波聚合CA信号的复包络后，分别计算 (U²+U)/2个包含相同信息的CA信号的复包络的PAPR值，根据下面公式， 选取中PAPR值最小的信号序列进行传输,

$\underset{1\le u\le (U^2+U)/2}{\min }\left\{\frac{\underset{1\le l\le N}{\max }{\left|\underset{i=1}{\overset{h}{\Sigma }}{x}_{i,l}^u\right|}^2}{E{\left|\underset{i=1}{\overset{h}{\Sigma }}{x}_{i,l}^u\right|}^2}\right\};$

其中，表示通过选择性映射方式操作的第u个包含相同信息的 N-x-SC-FDMA符号的第i个CC，第l个子载波上的数据信息，u为正整数， h为正整数，N为正整数，E代表求期望。

下面的仿真结果都是基于CC数分别为1、3、5，IFFT变换点数为2048， DFT点数为72，QPSK场景下。

1）图8为相位处理在DFT变换前/后的比较，仿真中U=10，

从图8可以看出相位处理在DFT变换前，PAPR减小效果比相位处理在 DFT后好，尤其是在单CC场景下PAPR减小提升了约1.5dB，在3CC和5CC 下分别提升了0.4dB、0.1dB。

2）图9为Improved SLM PAPR的减小，仿真中取U=4，有(U²+U)/2=10， 从图9中可以看出

CC数为1、3、5时，PAPR分别减小了2.5dB、2.6dB、3.1dB。

3）图10所示实线表示原始数据PAPR值，虚线表示部分相位模值增加 后的PAPR值，点划线表示相位处理在DFT前无复杂度减小和信令开销消除 时的modified SLM PAPR，点线表示最后Improved SLM PAPR减小方法。从 图中可以看出相位模值改变后，不同CC数下，PAPR增加0.1-0.4dB，但经 过modified SLM和improved SLM方法后PAPR减小效果几乎相同。而 Improved SLM消除了信令开销，且复杂度在N=2048，在最终候选序列都为 10的情况下，复数乘的复杂度减小了50.8%，复数加的复杂度减小了45.6%。

本说明书中的各个实施例一般采用递进的方式描述，每个实施例重点说 明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参 见即可。

一般来说，程序模块或单元可以由软件、硬件或两者的结合来实现，本 申请可以在分布式计算环境中实践本申请，在这些分布式计算环境中，由通 过通信网络而被连接的远程处理设备来执行任务。在分布式计算环境中，程 序模块或单元可以位于包括存储设备在内的本地和远程计算机存储介质中。

最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语 仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求 或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术 语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而 使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且 还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或 者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……” 限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、商品或者设备中还存 在另外的相同要素。

本文中应用了具体个例对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实 施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其主要思想；同时，对于本领 域的一般技术人员，依据本申请的思想，在具体实施方式及应用范围上均会 有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本申请的限制。