重采样用于串行数据链路分析的S-参数

摘要

本发明公开了重采样用于串行数据链路分析的多个S-参数的装置和方法。所述方法包括：存储多个S-参数集合，每个S-参数集合与子系统相关联并且具有关联的脉冲响应和时间间隔。基于与每个S-参数集合相关联的时间间隔确定增加的时间间隔。在每个S-参数集合中对所述脉冲响应填零以维持任何覆叠的波纹并且增加所述时间间隔。以更精细的频率分辨率生成多个重采样的S-参数集合以覆盖所述增加的时间间隔。

说明书

技术领域

本发明一般涉及信号采集和分析系统，并且更特别地，涉及用于重采样用于串行数据链路分析的S-参数的系统、装置和方法。

背景技术

在高速串行数据链路系统中以及在RF系统中，S-参数常常被用于特征系统行为。S-参数一般被用来特征化n-端口网络。复杂的系统可以由多个子系统组成。每个子系统可以由一个S-参数集合表示。存在组合这些S-参数集合来获得针对完整系统的S-参数模型的需要。例如，多个S-参数的集合可以被级联以获得针对被连接在一起的多个装置的组合的整体特性。如下是需要的：S-参数数据需要覆盖所关心的特定的带宽。如下也是需要的：所述S-参数数据需要具有足够精细以防止时域中的混叠现象的频率分辨率。这意味着：所述频率分辨率需要足够精细以提供足够长的时间间隔来覆盖所述系统的脉冲响应持续时间。尽管所有针对单个子系统的S-参数数据可以具有合适的频率分辨率，当以级联的方式将它们组合在一起时，同样的频率分辨率可能变得是不适当的。例如，由于较长的传播时间和多次反射，所述组合的系统可以具有较长的脉冲响应持续时间。存在对改进的针对S-参数数据的重采样技术的需要，其允许多个S-参数集合的组合而不引入误差，例如，混叠误差。

发明内容

公开了重采样用于串行数据链路分析的多个S-参数的方法。所述方法包括存储多个S-参数集合，每个S-参数集合与子系统相关联并且具有关联的脉冲响应和时间间隔。基于与每个S-参数集合相关联的时间间隔确定增加的时间间隔。在每个S-参数集合中对所述脉冲响应填零以维持任何覆叠的波纹并且增加所述时间间隔。用更精细的频率分辨率生成多个重采样的S-参数集合以覆盖所述增加的时间间隔。

每个S-参数集合中的脉冲响应可以基于波纹阈值而在填零位置处被填零。每个S-参数集合中的脉冲响应可以基于与每个S-参数集合相关联的时间间隔的百分率而在填零位置处被填零。针对不具有DC值的任何S-参数集合，每个S-参数集合可以被外推到DC。所述方法可以进一步包括为所有所述S-参数集合确定最大共同频率以及将每个S-参数集合外推到超过所述最大共同频率。

可以使用快速傅里叶逆变换（IFFT）将所述外推的频域S-参数转换至时域脉冲响应。可以基于与每个所述S-参数集合相关联的采样率而在所述脉冲响应之间确定实际的共同采样周期。可以使用快速傅里叶变换（FFT）将所述时域填零的S-参数脉冲转换至频域。被外推的较低频率和高频率点也可以被削去。

也公开了串行数据链路分析装置。所述装置包括被配置为存储多个S-参数集合的存储器、每个S-参数集合与子系统相关联并且具有关联的脉冲响应和时间间隔。所述装置还包括被配置为基于与每个S-参数集合相关联的时间间隔来确定增加的时间间隔的处理器。所述处理器还被配置为对每个S-参数集合中的脉冲响应填零以维持任何覆叠的波纹并且增加所述时间间隔以及生成具有更精细的频率分辨率的多个重采样的S-参数集合来覆盖所述增加的时间间隔。

所述处理器可以被配置为基于波纹阈值在填零位置处对每个S-参数集合中的脉冲响应填零。所述处理器可以被配置为基于与每个S-参数集合相关联的时间间隔的百分率而在填零位置处对每个S-参数集合中的脉冲响应填零。所述处理器可以被配置为针对不具有DC值的任何S-参数集合将每个S-参数集合外推到DC。所述处理器可以被配置为：为所有所述S-参数集合确定最大共同频率并且将每个S-参数集合外推到超过所述最大共同频率。

所述处理器可以被配置为使用快速傅里叶逆变换（IFFT）将所述外推的频域S-参数转换至时域脉冲响应。所述处理器可以被配置为基于与每个所述S-参数集合相关联的采样率而在所述脉冲响应之间确定实际的共同采样周期。所述处理器可以被配置为使用快速傅里叶变换（FFT）将所述时域填零的S-参数脉冲转换至频域。所述处理器可以被配置为削去被外推的较低频率和高频率点。

附图说明

图1是来自串行数据链路应用的信号路径窗口的框图；

图2是显示了SDLA信号路径窗口的框图，所述SDLA信号路径窗口包括级联4端口S-参数的多个块的能力；

图3是显示了针对4端口S-参数集合中的所有16个S-参数向量的频域幅值图的一组线图；

图4是显示了图3中的每个S-参数向量的时域脉冲响应表示的一组线图；

图5是针对具有20ns的持续时间的单个块的S12脉冲响应的线图；

图6是显示了具有90ns的持续时间的重采样的S12 S-参数的脉冲响应的线图；

图7是显示了针对S11数据采样的脉冲响应的线图；

图8是显示了波纹稳定之后的填零位置的线图；

图9是显示了所述填零位置被定位之后的填零的线图；

图10是显示了与原始S-参数相比较的重采样的S-参数的线图；以及

图11是被配置为实施串行数据链路分析的测试和测量仪器的框图。

具体实施方式

串行数据链路应用（SDLA）是高性能示波器的重要特征。这样的应用允许用户使用代表他们的装置和测试定位器的S-参数来模拟给定设计的功能。所述SDLA可以将这些S-参数转换为FIR滤波器，其被应用于所获得的波形以允许测试定位器和探针被从测量中解除嵌入。它们也允许用户模拟串行信道将对所获取的信号产生的影响。用户也可以使用所述应用来模拟发射器（Tx）和接收器（Rx）均衡器。

图1显示了来自SDLA的信号路径窗口10的框图。在此实例中，所述SDLA被配置为模拟全信号路径。在此实例中，所述信号路径包括四个电路块，包括定位器电路块12、加强电路块14（发射器 Tx）、信道电路块16以及均衡器电路块18（接收器 Rx）。

SDLA示波器源信号被耦合到示波器信道中的一个（例如，信道1），并通过定位器而从发射器输出被获取。所述示波器源信号典型地被数字化并且在运行串行数据链路分析之前被存储在存储器中。测试点TpA-TpD 允许用户监视各个电路块对所述源信号的影响。在此实例中，定位器电路块12具有关联的S-参数来表示所述定位器，并且加强电路块14可以表示所述发射器均衡器。所述信道电路块16具有关联的S-参数，并且模拟所述发送信道。所述均衡器电路块18也具有关联的连续时间线性均衡、前馈均衡和/或判定反馈均衡（CTLE/FFE/DFE）定义并且模拟所述接收器均衡器。应被理解的是：每个电路块可以模拟多个部件，所述多个部件中的每个可以与S-参数相关联。

图2是显示了SDLA级联工具20的框图，所述SDLA级联工具20包括级联4端口S参数的多个块的能力。在此实例中，所述S-参数块24-40以级联的方式被布置，用于模拟组成定位器电路块12（图1）的各个部件。所述SDLA也允许针对探针44的S-参数集合被放置为与所述级联中的任何的点并联。

所述源22和负载块42表示在所述级联的每端处的加载。所述级联中的块24-40中的每一个由4端口S-参数表示。可以从测量的数据获得所述4端口S参数或者所述4端口S参数可以源自于模拟的电路。每个块可以被配置作为一个全4端口S-参数集合或者可以根据两个2端口S-参数的组合配置每个块。此外，RLC或传输线电路模型可以被提供在所述块中，并且针对所述块的S-参数随后可以源自于这些模型。

图3是显示了针对4端口S-参数集合中的所有16个S-参数向量的频域幅值图的一组线图。图4是显示了图3中的每个所述S-参数向量的时域脉冲响应表示的一组线图。S-参数可以经由各种技术而被测量。当使用向量网络分析器（VNA）测量一组S-参数时，正弦波入射信号被放置在端口上。针对反射系数，测量反射的正弦波幅值和相位。所有其他端口与参考阻抗电阻器端接。反射的信号和入射的信号的比率被表示为S11、S22、S33或S44。针对某个频率范围重复此过程。对于S21，正弦波被放置在端口1上并且在端口2上被测量以及它们的比率变为S21。此过程要求：所述正弦波在所有反射和透射已经稳定之后处于稳定状态。

如果用时域反射计（TDR）阶跃测量S-参数集合，则在所述时域中获得入射的、反射的和透射的波形，随后可以对所述阶跃进行求导以获得如在图4中所显示的脉冲响应形貌。测量有效的S-参数集合也要求：所述时域波形被固定并且在所述时间间隔的末端已经达到稳定状态。这些波形随后可以通过使用快速傅里叶变换（FFT）而被转换至频域中。结果实质上等同于使用正弦波经由VNA进行的测量。

VNA测量的数据的频率间隔将确定采样的数量，直至在其处时域波形将被表示的采样率频率。所述频率间隔越小，存在越多的采样并且所述时间间隔将越长。如果所述频率间隔太大并且所导致的用于固定时域数据的时间间隔太短，则发生时域混叠。这导致所述时域信号被覆叠到不正确的位置。确定所述时间间隔的方程被给出如下：

T=1/Δf

其中T是被所述S-参数集合覆盖的时间间隔，并且Δf是所述频率间隔。此倒数关系推论出：为了覆盖更长的T，所述Δf需要是更小的。这导致更精细的频率分辨率，其而又导致更大数量的频域采样，直至由期望的采样率确定的尼奎斯特（Nyquist）频率。

采样的数量N可以根据下面的方程而被计算：

N = 0.5 fs/Δf

其中fs是所述采样率。0.5fs是所述尼奎斯特频率。当计算所述IFFT以获得所述时域响应时，频域采样的数量与时域采样的数量成比例。因此，当Δf被使得较小时，针对给定的采样率，所述时间间隔较长。

当S-参数块被组合时发生问题。这些S-参数块可能已经从不同的源或实验室被获得，并且可能不是已经以同样的频率间隔或点的数量被采样。

为了说明涉及的问题，考虑下面的实例，在其中三个块将被级联。假设所有块是相同的并且它们的s12数据具有在图5中所显示的脉冲响应。从所述图中观察到传播延迟是大约10ns。所述S-参数的50MHz的频率间隔覆盖20ns的时间间隔。当仅考虑单个块时，这对于该s12数据集合可能是足够的。当这三个S-参数块被级联时，总的传播延迟将是30ns。使用同样的频率间隔不再足够覆盖所述级联的块。此实例证实了由本公开解决的问题。必须重采样各个S-参数以提供较小的频率间隔来覆盖针对所述组合的S-参数的增加的时间间隔。图6是显示了覆盖90ns的重采样的s12的脉冲响应的线图。此时间间隔足以覆盖30ns的总的传播延迟。

可以采用各种方法以解决所述重采样问题。例如，一种方法是在所述频域中进行内插。这可以通过内插实数分量和虚数分量而被进行，或者这可以通过内插幅值分量和相位分量而被进行。

下面是用于重采样多个S参数的改进的方法，所述多个S参数潜在地具有不同的频率间隔和不同的带宽：

1. 如果所述S参数不具有DC值，则将所有S-参数数据外推到DC。通常，从VNA测量的S-参数不具有DC值。TDR测量的S-参数典型地具有DC值。

2. 针对所有的所述S-参数集合确定共同最大频率。此值可以是所述级联中的所有S-参数集合的最大频率。将每个S-参数集合外推到超过所述最大共同频率。

3. 使用快速傅里叶逆变换（IFFT）将外推的频域S-参数转换至时域脉冲响应。

4. 确定所述脉冲响应之间的实际的共同采样周期。可以将所述实际的共同采样周期作为所述脉冲响应的最小采样周期。所述脉冲响应随后被重采样从而它们所有具有相同的采样率。

5. 如下面所描述的，在适当的位置对所述脉冲响应填零以产生增加的时间间隔。所述增加的时间间隔可以被确定为由每个S-参数表示的所有时间间隔的多倍总和。

6. 使用FFT将时域填零的脉冲转换至频域。

7. 削去被外推的（可选的）较低频率和高频率点。

8. 在此点处已经以足够的频率分辨率在相同的频率点处重采样所有S-参数。对于每个频率点，针对将被级联的每个块组合所述S-参数。这可以被直接地进行或者通过T-参数以获得所述组合的S-参数。关于S-参数的所述组合的附加的信息在下面的公开（其被整体并入此处）中是可获得的：“S-参数设计”，安捷伦（Agilent）技术应用说明，1972和“RF和微波耦合线电路”，Artech House，1999，Rajesh Mongia, Inder Bahl以及Prakash Bhartia。

如上面所阐释的，所述脉冲响应在适当的位置被填零以产生增加的时间间隔。所述填零的位置不是任意的，并且不必在所述时域响应的右侧的末端开始。

对于所述S-参数集合中的所有脉冲响应，零相位时间参考位置是在时间记录的开始处。如果数据全部是理想的，则填零将被添加到所述记录的右侧。然而，来自IFFT计算的泄露有时能导致波纹从所述时间记录的开始被覆叠到所述时间记录的末端。因此，从步骤4获得的脉冲响应可能在所述时间记录的末端具有一些波纹响应。在所述脉冲响应末端的该波纹响应由S-参数的限带特性引起，并且受采样偏移的影响。

例如，图7是显示了针对在上面的步骤4中获得的S11数据采样的脉冲响应的线图。在末端的小的波纹从左端52被覆叠到右端50。规则的补零（在其中零被填补到所述脉冲响应的右端）将产生带有误差的S-参数集合。此实例证实了由本公开解决的另一个问题。零必须被填在适当的填零位置54以将所述覆叠的波纹保持在所述脉冲响应的末端。为了应对此填零要求，下面的两个选择可以被用于找到适当的填零位置。

选择1-基于阈值：从所述脉冲响应的末端（例如，右侧）开始，确定在所述末端是否存在波纹。如果不存在波纹，则可以在所述脉冲响应的恰好最后的点之后填零。如果存在波纹，则向后搜索以找到所述波纹在其处固定的位置，例如在预定的波纹阈值56之下。如在图8中所显示的，可以在所述固定的位置55中填零。

选择2-基于百分率：选择所述脉冲响应的预定的百分率来定位所述填零位置。例如，在距所述末端5%的位置处填零。例如，所述填零位置54被定位在19ns处，距图7中所显示的20ns采样的末端5%。

图9是显示了在使用上面的选择中的一个定位填零位置之后的填零的线图。使用上面所公开的技术，如在图10中所显示的，所述重采样的S-参数与原始S-参数良好匹配。

所公开的重采样技术提供了与先前已知的技术相比的各种优势。它们提供了强健的、易于实施以及快速的重采样S-参数的方法，以获得足够的频率分辨率和均匀的频率采样。这导致可以在无混叠的情况下被组合的S-参数。一些方法默认使用S-参数集合的最粗糙的频率分辨率。这最可能导致不能被容易地检测的混叠。

相比于直接重采样复频域数据，使用时域实数脉冲响应重采样频域复S-参数是更强健的。此过程使用FFT/IFFT，其比其它方法计算更加有效率。

所公开的填零定位方法不同于已知的零填补方法。这些技术为共同使用S-参数的情况提供了更好的频率响应，其中所述S-参数是限带的并且采样偏移可以是任意的。

图11是被配置为执行上面的技术的测试和测量仪器的框图。在此情况下，仪器100是具有显示器102和采集系统104的示波器。所述采集系统104包括具有关联的存储器110和输入/输出电路108的处理器106。各种用户控制112和电输入114被耦合到所述采集系统104。所述处理器106也被配置为运行如上面所详细解释的SDLA应用。

应被理解的是：基于此处的公开的许多变化是可能的。尽管在上面以特定的组合描述了特征和元素，每个特征或元素可以在没有其他特征或元素的情况下或者在有或没有其他特征和元素的各种组合中被单独使用。此处提供的方法或流程图可以在计算机程序、软件或被并入到计算机可读（非暂时的）存储介质中的固件中被实现，用于由通用计算机或处理器执行。计算机可读存储介质的实例包括只读存储器（ROM）、随机存取存储器（RAM）、寄存器、高速缓冲存储器、半导体存储装置、磁性介质（诸如内部硬盘和可移除盘）、磁光介质以及光学介质（诸如CD-ROM盘和数字多功能盘（DVDs））。

经由实例，合适的处理器包括通用处理器、专用处理器、常规的处理器、数字信号处理器（DSP）、多个微处理器、一个或更多与DSP核芯相关联的微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路（ASICs）、现场可编程门阵列（FPGAs）电路、任何其它类型的集成电路（IC），和/或状态机。