一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法

摘要

本发明公开了一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法,抽取接收到的T2帧中第一个P2符号中的导频，经过伪随机序列校正之后，对其进行IFFT变换，得到信道冲击响应；根据信道冲击响应的平均功率和包络，分离出信道冲击响应中的有效路径；使用本地生成的P2导频的时域信号，根据上述的信道冲击响应有效路径的位置及其镜像位置和时域P2信号做相关，分析判断信道冲击响应路径的真实位置；通过判断CIR的主径前面是否有径来判断信道的特征，从而据此利用符号间干扰最小的原则在时域调整FFT的窗口。本发明的方法极大地降低了运算量和锁定时间，提高了精细定时同步的准确度，减少了DVB-T2系统的功耗。

说明书

技术领域

本发明涉及DVB-T2系统中精细定时同步及FFT窗口调整的方法。

背景技术

在多载波系统中，为了保持OFDM符号的正交性，并且最大限度的减小OFDM符号之间 的相互干扰(ISI)，通常会在两个OFDM之间插入保护间隔(GI)，来达到上述的目的。即从 当前OFDM符号中的尾部取一定比例的部分复制到当前OFDM符号的起始位置。

在多载波系统中，为了适应不同的信道环境条件，通常会有多种保护间隔比例模式 的选择，在接收机中，必须确定当前系统选择的保护间隔的长度才能正确的确定OFDM符 号的起始位置。在多载波系统中，为了能够正确的接收到信号，接收机必须确定OFDM符 号的起始位置，即符号定时。

符号定时分为粗定时和精细定时。前者将OFDM符号的起始位置锁定在能量最大的路 径上，而后者会根据信道冲击响应的特征，将OFDM符号的起始位置锁定在ISI(符号间干 扰)最小的位置上。

DVB-T2系统是一个以OFDM多载波技术为基础的地面数字电视广播系统，其基带信号 被分割成一个一个的超帧，每个超帧里面包含最多255个T2帧，每个T2帧以一个P1符 号位开始，后面跟着N个P2符号，之后是多个数据符号，其中P2符号和数据符号都有相 同的FFT长度和保护间隔（GI）长度。

P2符号的特点是导频比较密集，导频间隔是3的倍数或者6的倍数，由FFT的长度和 MISO的类型决定。

DVB-T2系统的精细定时同步通常是应用噪声功率检测的方法。

步骤如下：

1.在符号同步之后，接收FFT之后的P2符号的导频，将其进行IFFT变换到时域， 得到第一信道冲击响应；

2.找到第一信道冲击响应中能量最大的路径，视为主径，并根据其能量计算门限， 将低于门限的视为噪声，高于门限的视为信道多径。确定信道多径时延的范围为 +-N/3或者+-N/6；

3.从主径的左边第一径开始，将其视为FFT窗口的起始位置；

4.截取一个P2符号的时域信息，然后利用FFT模块将之变换到频域，取出导频，再 将导频经过IFFT反变换到时域，得到第二信道冲击响应；

5.统计第二信道冲击响应中低于门限的路径的噪声功率；

6.以步骤3中处理的径的镜像位置为FFT窗口的起始位置，重复步骤4和步骤5；得 到镜像的噪声功率；

7.比较步骤5和步骤6得到的两个噪声功率，大者为真实的信道路径；

8.从主径左边的第二径开始，重复上述步骤，直到判断出所有路径的真实位置；

9.根据判断出的多径的位置，确定在时域截取OFDM符号的窗口位置。

10.完毕。

在上述的算法中，优点是能够比较准确的确定信道冲击响应的真实状态。但是其缺点 也相当明显。原因在于整个过程反复使用FFT/IFFT运算。由于每一次FFT/IFFT运算会耗 费大量的运算时间，当信道中路径的个数很多时(大于5)，就会使系统锁定的时间变得很 慢，从而一方面会导致系统控制非常复杂，另一方面，会导致接收机整体的锁定时间变长， 表现在搜台换台的时间长。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种DVB-T2系统中精细定 时同步的方法，在保证监测信道冲击响应的准确性的基础上，大大缩短锁定的时间，减小 运算量，减少系统功耗。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种DVB-T2系统中精细定时同 步的方法，该方法为：

1)在帧同步和符号同步之后，利用发射机发射的P2符号的导频生成时域导频信息 p2_prbs(n)，并存储所述时域导频信息p2_prbs(n)，其中，n=0～N-1；

2)接收并存储当前时间的T2帧第一个P2符号及所述第一个P2符号前后长度为 max_chan_dly的时域信号R_p2(m)，存储深度为N+2max_chan_dly，即

m=0～N+2max_chan_dly-1；其中：

3)接收并抽取当前时间的T2帧的第一个频域P2符号的导频Rp(k0),并对所述导频 R_p(k0)进行PRBS校正，得到校正后的序列H_p(k)；k0=0～pilot_num-1，

pilot_num为当前FFT模式下P2符号的导频的个数；其中：

当pilot_num<4096时，

$H_p\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}{H}_p\left(k0\right)& ,k<\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\\ 0& ,\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\le k<4096\end{array}\right);$

当pilot_num>4096时，

H_p(k)=H_p(k0),k=0～4095,k0=0～4095；

H_p(k0)=R_p(k0)×p2_prbs0(k_p)；

k_p为上述第k0个导频在P2符号中所占用的子载波的位置；

p2_prbs0(k_p)是长度为当前FFT模式下子载波个数的PRBS序列中第k_p个位置 上的值，该PRBS序列是DVB-T2标准中用来生成导频的，其生成多项式为： x¹¹+x²+1，其中x为0或1；

4)对H_p(k)做2～8K IFFT变换，得到变换后的序列h(k)；

5)判断h(k)的形状，得到信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、类型t，以及 功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max；其中，i=0～cir_num-1， cir_num为信道冲击响应路径的总个数；0≤j<4096；

6)将步骤5）得到的信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、功率最大的信道冲 击响应路径的位置cir_max分别转换成实际信道的位置p和p_max：然后根据实 际信道位置计算出第i条路径cir(i,j,t)的镜像位置p_mirror，得到转换后的信道冲击 响应第i条路径cir(i,p,p_mirror,t)：

在SISO模式下：$p=\frac{j\times N}{4096\times \mathrm{dx}};$

在MISO模式下：$p=\left(\begin{array}{cc}\frac{j\times N}{4096\times \mathrm{dx}}& ,j<2048\\ \frac{(j-2048)\times N}{4096\times \mathrm{dx}}& ,2048\le j<4096\end{array}\right);$

$p\_\max =\frac{\mathrm{cir}\_\max \times N}{4096\times \mathrm{dx}};$

$p_{\mathrm{mirror}}=\left(\begin{array}{c}p+\frac{N}{\mathrm{dx}},p<p\_\max \\ p-\frac{N}{\mathrm{dx}},p\ge p\_\max \end{array}\right)$

其中，

7)根据上述步骤得到的转换后的信道冲击响应第i条路径cir(i,p,p_mirror,t)的实际位 置p及其镜像的位置p_mirror，利用步骤1）得出的时域导频信息p2_prbs(n)和步骤

2）得出的时域信号R_p2(m)分别做两次相关，得到两个功率值pow_p和 pow_p_mirror：

$\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{R}_{p2}(n+p_{\mathrm{mirror}})\times p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*};$

$\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{R}_{p2}(n+p_{\mathrm{mirror}})\times p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*};$

其中，$p_{\mathrm{mirror}}=\left(\begin{array}{c}p+\frac{N}{\mathrm{dx}},p<p\_\max \\ p-\frac{N}{\mathrm{dx}},p\ge p\_\max \end{array}\right),$*表示取共轭；

8)根据下式更新位置p，得到信道冲击响应中第i条路径的准确位置p'。

$p^{\prime }=\left(\begin{array}{c}p,\mathrm{pow}\_p>\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\\ p_{\mathrm{mirror}},\mathrm{pow}\_p\le \mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\end{array}\right)$

9)重复步骤6)、7)、8)，计算信道冲击响应的所有路径的准确位置p'，然后对所有 的路径的准确位置按从小到大的顺序排序；

10)因为帧同步和符号同步的结果会将FFT的窗口的起始位置定在符号的保护间隔的 开始的地方。而这个位置只是对应于信道冲击响应中能量最大径的位置，并不一 定是符号间干扰最小的位置。因此需要根据p'、p_max和保护间隔GI的大小关 系，重新调整当前FFT模式的FFT窗口，调整的窗口值fts_phase的计算方法如 下：

gi_len是当前FFT模式下保护间隔GI的长度，gi_len取值分别是：

$\left(\begin{array}{c}\frac{N}{4},\frac{N}{8},\frac{N}{16},\frac{N}{32},\frac{N}{128},\frac{19N}{128},\frac{19N}{256}\end{array}\right);$

11)将信道冲击响应路径的个数cir_num、准确位置p'、类型t输出给DVB-T2系统的 信道估计模块；

12)对于当前时间的下一时间的T2帧的第一个P2符号位置，重复步骤1）～10）。

上述步骤4）中，本发明对H_p(k)做4K IFFT变换，在保证变换精度的同时，减少系 统功耗。

所述步骤5）中，信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、类型t，以及功率最大 的信道冲击响应路径的位置cir_max的计算过程如下：

1)设定最大路径个数MAX_PATH_NUM，以及路径扩展范围 PATH_SPD_RANGE；MAX_PATH_NUM的取值范围为6～16；

PATH_SPD_RANGE的取值范围为1～16；

MAX_PATH_NUM的值越大越好，但是其值越大会使得计算量变大，仿真表明， 接收机所处的信道环境中，信道冲击响应的路径的个数为16的时候，信道冲击响 应的总功率会接近99%；因此，综合考虑下来，确定MAX_PATH_NUM=16；

由于信道冲击响应的结果中存在着能量扩散，就其中的一条路径来说，其能量并 不一定全部集中在上述步骤确定的位置上，而是分布在其周围。仿真表明，该径 能量的的90%都分布在该径左右各12个采样值位置上。所以，在这里，我们可以 设置PATH_SPD_RANGE=12；

2)计算h(k)的平均功率h_mean_pow，并计算判决门限h_dec_thd0：

$h\_\mathrm{mean}\_\mathrm{pow}=\sqrt{\frac{\underset{k=0}{\overset{4096}{\Sigma }}{\left|h\left(k\right)\right|}^2}{4096}};$

h_dec_thd0=A×h_mean_pow；

其中，A为权重值，取值范围为1～32；

3)找到h(k)中功率最大的值h_pow_max，记录下其在h(k)中的位置 h_pow_max_position，以及其所属信道的类型t，

在SISO的模式下，t=0

在MISO的模式下，$t=\left(\begin{array}{c}0,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}<2048\\ 1,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}>2048\end{array}\right);$

4)将h_pow_max_position位置左右为PATH_SPD_RANGE的窗口内的大于判决 门限h_dec_thd0的功率累加起来，作为本路径的功率值；

5)将h_pow_max_position位置及其左右扩展范围PATH_SPD_RANGE内的h(k) 清零；

6)重复步骤3）～5），直到找到MAX_PATH_NUM个路径为止，保存所有路径的 功率值cir_pow(i)；

7)找到cir_pow(i)中的最大值，并根据该最大值更新所述判决门限，得到更新后的 判决门限h_dec_thd：h_dec_thd=B×max(cir_pow(i))， i=0～MAX_PATH_NUM；B为权重值，取值范围为

8)去除cir_pow(i)中值小于h_dec_thd的功率值对应的路径，并统计信道冲击响应 路径个数cir_num，记下功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max。

上述计算方法能保证信道冲击响应路径个数和位置计算的准确率，提高了判断真实路 径的准确性。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明充分利用了DVB-T2系统的帧 结构的特点，其时域的P2符号的导频信息具有明显的重复性，据此得到的精细定时同步 的计算量和准确性比之前的方法得到了明显的改善；由于本发明的相关运算仅仅在信道冲 击响应的位置处做相关，从而降低了运算量，减小了系统的锁定时间；而由于P2符号的 时域信息的重复性的特点，据此做的相关结果的具有很高的区分度，便于比较，从而提高 了判断真实路径的准确性；本发明的方法极大地降低了运算量和锁定时间，提高了精细定 时同步的准确度，减少了DVB-T2系统的功耗。

附图说明

图1为DVB-T2帧结构；

图2为MISO模式下DVB-T2P2符号的导频图案；

图3为SISO模式下DVB-T2P2符号的导频图案；

图4为生成PRBS序列的PRBS序列产生器示意图；

图5为本发明方法流程图。

具体实施方式

在DVB-T2等数字电视系统中，精细定时同步的作用在于首先要确定信道冲击响应的 状态，然后据此调整OFDM符号的FFT窗口，从而使得在接收到的OFDM符号中的符号 间干扰(ISI)最小。

本发明的方法流程图见图5。

1）利用发射机发射的P2符号的导频生成时域导频信息p2_prbs（w），并且将 其存储下来：

a)通过图4给出的PRBS序列产生器，生成PRBS序列p2_prbs0(q)， q=[0～kmax-1]，kmax为当前传输模式下P2符号中有效子载波的个数；

图4所示的PRBS产生器的生成多项式为：x¹¹+x²+1，其中x为0或1；

b)根据当前的传输模式，即FFT模式确定P2符号导频的间隔dx；

c)将上述p2_prbs0(q)序列中非dx的整数倍的位置置零；

q=[0～kmax-1]；

d)对序列p2_prbs1(q)进行循环移位，得到序列p2_prbs2(w)

$p2\_\mathrm{prbs}2\left(w\right)=\left(\begin{array}{ccc}p2\_\mathrm{prbsl}(w+\frac{k\max -1}{2})& ,& w\le \frac{k\max -1}{2}\\ 0& ,& \frac{k\max -1}{2}<w\le N-\frac{k\max -1}{2}\\ p2\_\mathrm{prbsl}(w+\frac{k\max -1}{2}-N)& ,& N-\frac{k\max -1}{2}<w\le N-1\end{array}\right)$

e)对经步骤d）处理后的序列做IFFT变换，得到P2符号导频的时域序列 p2_prbs（w），w=[0～N-1]；

2）接收机接收并存储T2帧第一个P2符号及其前后长度为max_chan_dly的时域 信号R_p2(m)，存储深度为N+2max_chan_dly，即 m=0～N+2max_chan_dly-1；

3）接收机接收并抽取当前时间的T2帧的第一个频域P2符号的导频,并对其进行 PRBS矫正；接收到的导频为R_p(k0)，k0=0～pilot_num-1，pilot_num为当 前传输模式下的导频的个数；

PRSB序列为p2_prbs0(k_p)，k_p为上述第k0个导频在OFDM符号中所占用的 子载波的位置。

校正之后的序列可以表示为：

H_p(k0)=R_p(k0)×p2_prbs0(k_p)

此时需要注意，如果H_p(k0)的个数大于4096，只取前4096个，如果 H_p(k0)的个数不足4096，则需要补零凑成4096，因此最终得到的H_p(k)是一个 长度为4096的向量，即

当pilot_num<4096时，

$H_p\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}{H}_p\left(k0\right)& ,k<\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\\ 0& ,\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\le k<4096\end{array}\right);$

当pilot_num>4096时，

H_p(k)=H_p(k0),k=0～4095,k0=0～4095；

4）对序列H_p(k)做4K IFFT变换得到h(k)：

我们注意到，在MISO模式下，信道0的路径分布在h(k)的前2048点上，而 信道1的路径分布在h(k)的后2048点上。为了方便操作，我们还将两个信道 视为一个，统一处理，这样就可以和SISO的处理方式一样了；

5）判断h(k)的形状，得到信道冲击响应路径的个数和位置以及类型cir(i,j,t)，以 及功率最大的径的位置cir_max。其中i=0～cir_num-1，cir_num为路径的 个数；j为路径的位置，0≤j<4096，t为信道的类型，在SISO模式下，t=0， 在MISO模式下，t=0表示信道0即TX0，t=1表示信道1即TX1。

步骤如下：

a)设定最大路径个数MAX_PATH_NUM，以及路径扩展范围 PATH_SPD_RANGE；

b)计算h(k)的平均功率，并计算判决门限：

$h\_\mathrm{mean}\_\mathrm{pow}=\sqrt{\frac{\underset{k=0}{\overset{4096}{\Sigma }}{\left|h\left(k\right)\right|}^2}{4096}};$

h_dec_thd0=A×h_mean_pow，A为权重值，取值范围为1-32；

c)找到h(k)中功率最大的值h_pow_max，记录下其在h(k)中的位置 h_pow_max_position，以及其所属信道的类型t，

在SISO的模式下，

t=0

在MISO的模式下，

$t=\left(\begin{array}{c}0,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}<2048\\ 1,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}>2048\end{array}\right)$

d)将最大值位置左右为PATH_SPD_RANGE的窗口内的大于门限 h_dec_thd0的功率累加起来，作为本路径的功率值：

$\mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)=\sqrt{\underset{n=j-\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}}{\overset{n=j+\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}}{\Sigma }}{\left|h\left(n\right)\right|}^2}$

e)将h_pow_max_position位置及其左右扩展范围PATH_SPD_RANGE内 的h(k)清零：

$h\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}h\left(k\right)& h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}-\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}\le k\le h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}+\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right)$

f)重复步骤3)～步骤5)，直到找到MAX_PATH_NUM个路径为止；

g)找到cir_pow(i)中的最大值，并据此更新判决门限

h_dec_thd=B×max(cir_pow(i))，i=0～MAX_PATH_NUM

h)在cir_pow(i)中，去除功率小于h_dec_thd的路径：

$\mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)& \mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)>h\_\mathrm{dec}\_\mathrm{thd}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right)$

更新cir(i,j,t)然后统计其中路径的个数cir_num，并记录下功率最大值的 位置cir_max（保证信道冲击响应路径的个数和位置准确率）

6）将第i条路径的位置j以及功率值最大路径的位置转换成在实际信道的位置， 得到第i条路径的实际位置p和功率值最大路径的实际位置p_max；

$p\_\max =\frac{\mathrm{cir}\_\max \times N}{4096\times \mathrm{dx}},$$\mathrm{dx}=\left(\begin{array}{cc}6& ,\mathrm{SISO},N=32768\\ 3& ,\mathrm{else}\end{array}\right);$

在SISO模式下：

$p=\frac{j\times N}{4096\times \mathrm{dx}};$

在MISO模式下：

$p=\left(\begin{array}{cc}\frac{j\times N}{4096\times \mathrm{dx}}& ,j<2048\\ \frac{(j-2048)\times N}{4096\times \mathrm{dx}}& ,2048\le j<4096\end{array}\right);$

7）利用本地存储的由PRBS序列生成的P2符号的时域导频信号p2_prbs和接收 到的时域信号R_p2根据上述的cir(i,p,t)信息做相关，相关的结果就是路径的功 率，每一个路径要做两次相关，分别是位置p和位置p_mirror处的路径，得到两 个功率值pow_p和pow_p_mirror。

$p_{\mathrm{mirror}}=\left(\begin{array}{c}p+\frac{N}{\mathrm{dx}},p<p\_\max \\ p-\frac{N}{\mathrm{dx}},p\ge p\_\max \end{array}\right)$

$\mathrm{pow}\_p=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{R}_{p}2(n+p)\times p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*},$

$\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{R}_{p}2(n+p)\times p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*}$‘*’表示取共轭；

通过比较每一个路径及其镜像的功率大小，来判断该路径的真实位置，功率较 大的位置为正确的位置。遍历所有路径之后，更新p，得到准确位置p'：

$p^{\prime }=\left(\begin{array}{c}p,\mathrm{pow}\_p>\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\\ p_{\mathrm{mirror}},\mathrm{pow}\_p\le \mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\end{array}\right)$

8）对所有路径的准确位置按照从小到大的顺序排序；

9）比较p'和p_max以及保护间隔GI的大小关系，计算调整FFT窗口的偏移量 fts_phase。

10）将cir(i,p,t)和fts_phase输出给信道估计模块。

11）在接下来的T2帧的第一个P2符号位置，重复上述的步骤1)～7)；需要注 意的是，8)中fts_phase的计算方法变成比较当前FTS的p_max和前一次 FTS的p_max的差值。

本发明中的精细定时同步是在帧同步和符号同步的基础上开始的。DVB-T2系统的帧 同步和符号同步的定位位置是FFT能量最大的窗口位置。如果信道中存在多径，那么这个 FFT的窗口可能会包含符号间干扰，从而导致系统的性能变差。

因此需要根据信道冲击响应的特征，将FFT的窗口调整到符号间干扰最小的位置。

本发明充分利用DVB-T2系统中P2符号的特征，其在时域具有很好的重复性。因此， 我们可以通过将时域的P2符号和本地存储的P2符号的导频的时域信息做相关，就会很容 易的分辨出真实的路径和虚拟的路径之间的区别，从而确定信道冲击响应的特征。

由于P2符号的时域信息的重复性，如果用其和本地存储的导频时域信息做循环相关， 就会得到一个完成的信道冲击响应的，只不过在这个结果中信道冲击响应重复了3次或者 6次(3次和6次由FFT的长度和MISO的类型决定)。

如果用时域的P2符号和本地存储的导频时域信息做滑动相关，也可以得到一个信道 冲击响应的形状，而且这个相关结果中的信道冲击响应也重复了3次或者6次。但是，滑 动相关和循环相关的区别在于，循环相关完整的利用了时域P2符号的重复性，而滑动相 关只是部分利用了其重复性，即其结果中只有真实的信道冲击响应完全利用了重复性，而 其镜像是部分利用了重复性，如此导致的结果是信道冲击响应的镜像的功率比实际的功率 要小。我们根据这个特点，来判断到底哪个径是真实的，哪个径是虚拟镜像的，从而得到 真实的信道冲击响应的特征。而后，据此来调整FFT的窗口，使得系统中存在的ISI的能 量最小。