用于控制开关模式电源的具有瞬态检测器的数字控制单元

摘要

本文公开了包括反馈单元、电压前馈(VFF)补偿信号生成器(1211)和瞬态检测器(701)的开关模式电源(SMPS)。只在瞬态检测器(701)在SMPS的输入电压上检测到瞬态时，VFF补偿信号才应用到反馈单元的输出，由此节省功率和计算时间。瞬态检测器(701)包括：检测到如果差信号大于正阈值级别(b1Q)，则正瞬态已发生的第一比较器(402)、确定差信号是否在正值的预确定范围内，并输出指示差信号是否在正值的预确定范围内的结果的第二比较器(403)及检测到如果在第二比较器(403)的输出的第一预确定数量(N1)个连续结果中，存在指示差信号在正值的预确定范围内的至少第二预确定数量(X1)个结果，则正瞬态已发生的第一计算器(405)。瞬态检测器包括用于类似地检测负瞬态的其它特征。瞬态检测器(701)特别适合处理测量噪声和轻负载感应噪声。

说明书

技术领域

本发明一般涉及开关模式电源（有时称为切换模式电源或交换模式电源）领域，并且更具体地说，涉及用于开关模式电源的数字控制单元、具有用于检测在到开关模式电源的输入信号上的瞬态的瞬态控制器的数字控制单元。

背景技术

开关模式电源(SMPS)是熟知类型的功率转换器，由于其小的大小和重量及高效率而具有范围广泛的应用。例如，SMPS在个人计算机和诸如手机等便携式电子装置中广泛使用。SMPS通过在高频率（通常数十到几百kHz）对诸如功率MOSFET等开关元件进行开关而实现这些优点，开关的频率或占空比使用反馈信号调整以将输入电压转换成所需输出电压。

SMPS可采取整流器（AC/DC转换器）、DC/DC转换器、变频器(AC/AC)或逆变器(DC/AC)的形式。

在大多数SMPS拓扑中，输出信号的电压V_out与输入信号的电压V_in直接成比例：

                                     等式1

在上面的等式1中，D是开关的占空比。

为最小化在实际输出电压与所需输出电压之间的差，通常依据反馈信号控制占空比，其中，反馈信号是在测量的输出电压与所需输出电压之间的误差信号。误差信号被反馈到控制占空比的反馈单元，以便将测量的输出电压调整到所需输出电压。

优选的是，SMPS的输出信号在所有条件下保持在其所需电压电平。然而，由于在输入信号上的瞬态原因，难以保持所需输出电压电平。

瞬态是到SMPS的输入信号的更改。在输入信号上的瞬态能够使输出电压电平几乎立即更改。

在已知的SMPS设计中，仅SMPS的输出滤波器中的惰性将降低此效应。另外，反馈到反馈单元的误差信号更改占空比的速度经常太慢，因此，在输出电压上造成大的瞬态。

输入瞬态造成的问题的已知解决方案是如图1所示将电压前馈(VFF)补偿器102与反馈单元101级联。

在图1所示级联或串联布置中，反馈单元101计算用于SMPS（图1中未示出）的占空比。与反馈单元分开的VFF补偿器102计算并应用VFF补偿以调整反馈单元101已经计算的占空比。

在以下文献中公开了基于图1的布置的已知前馈系统：

Calderone、L. Pinola、V. Varoli所著“通过‘线性’和‘正交’转换比例用于PWM DC/DC转换器的最佳前馈补偿”("Optimal feed-forward compensation for PWM DC/DC converters with "linear" and "quadratic" conversion ratio", IEEE trans, Power Electron. , vol. 7, No. 2, pp 349-355, Apr. 1992)。

B. Arbetter和D. Marksimovic所著“用于开关功率转换器的前馈脉冲宽度调制器”("Feedforward Pulse Width Modulators for Switching Power Converters," IEEE trans, Power Electron. , vol. 12, no. 2, pp361-368, Mar. 1997)。

M. K. Kazimierczuk、A. J. Edstron所著“PWM降压转换器的开环峰值电压前馈控制”("Open-loop peak voltage feedforward control of PWM Buck converter" IEEE trans. Circuits and Systems I, vol. 47, No. 5, pp. 740-746, May 2000)。

J. -P. Sjoroos、T. Suntio、J. Kyyra、K. Rostov所著“带有输入电压前馈控制的降压转换器的动态性能”("Dynamic performance of buck converter with input voltage feedforward control," European Conference on Power Electronics and Applications, 2005)。

图2中示出数字控制单元控制的SMPS。

由模数转换器(ADC) 202和203对SMPS 201的输入和输出信号的电压进行采样并转换成数字样本。

逻辑单元204和205用于将样本变换成适合用于由数字控制单元进行处理和噪声过滤的形式。

来自逻辑单元2005的输出电压样本被馈送到反馈单元206，其应用如下面解释的控制律。

用于控制SMPS的占空比的典型控制律是比例-积分-差(PID)，也称为比例-积分-微分或比例-积分-导数控制律。图3A和3B中示出应用PID律的反馈单元的实现。

在图3A和3B中，X(n)是误差信号，表示在所需与实际信号之间的差，其中，信号一般是测量的电压的采样值。Y(n)是依据误差信号计算的校正信号。

如从图3A中能够看到的一样，将X(n)分离成3个信号。

第一个信号被分离，并且分离的信号的一个部分通过延迟元件301被延迟。从未延迟的部分减去信号的延迟部分以生成输入放大器305的差信号。

第二信号是比例信号，并且被输入放大器306。

第三信号被输入加法器302。来自加法器302的输出被分离，并且分离的信号的一个部分通过延迟元件304被延迟。信号的延迟部分被输入加法器302。未延迟的部分是积分信号，并且被输入放大器307。

比例、积分和差信号因此得以生成。

一般而言，比例信号确定对当前误差信号的反应，积分信号基于最近误差信号值（即，误差信号的最近样本）之和来确定反应，以及差信号基于误差信号更改的速率来确定反应。

将馈送到放大器或乘法器305、306和307的比例、积分和差信号通过其相应增益K_D、K_P和K_I进行加权。放大器305、306和307的输出被输入加法器308。加法器308的输出包括到加法器308的输入信号的总和，是根据PID控制律生成的控制信号。

增益K_P、K_I和K_D确定反馈单元的响应并且根据系统要求（例如，对过冲量的程度或误差的响应时间）进行设置。

图3B中示出带有简化硬件的PID电路。

在图3B中的PID实现中，输入信号X(n)被分离，并且其一个部分被输入放大器或乘法器311。另一部分被输入延迟元件309。

延迟元件309的输出被分离，并且其一个部分被输入放大器或乘法器312。延迟元件309的输出的另一部分被输入延迟元件310。延迟元件310的输出被输入放大器或乘法器313。

放大器或乘法器311、312和313的输出被输入加法器314。加法器314的输出被分离，并且分离的信号的一个部分作为控制信号输出。分离的信号的另一部分被馈送到延迟元件315。延迟元件315的输出被输入加法器314。

为使图3B中的电路设计对应于图3A中的设计，将增益KA、KB和KC计算为：

                                等式2

                                等式3

                                          等式4

在图3B的电路中，在加法器314的输出与到加法器的输入之间存在反馈环路。输入加法器的反馈信号一般称为积分信号，并且它被输入加法器的积分输入。带有到加法器的此类输入的反馈单元可以说是包括积分器。

例如，在M.A. Alexander、D.E. Heineman、K. W. Fernald、S. K. Herrington所著“用于功率转换器的硬件高效数字控制环路体系结构”("Hardware efficient digital control loop architecture for a power converter," US 7,239,257 Bl (July 3 , 2007))中描述了上述PID控制律。

在图3B的反馈单元中，到加法器314的输入通过常数因数进行加权（即，KA、KB和KC是常数，并且延迟元件315的输出通过常数1进行加权）。电路实现因此是2阶的数字滤波器的直接1型实现的示例。反馈单元的直接2型和转置直接型设计也是可能的。

因此，将领会的是，上述PID控制律只是用于确定SMPS的占空比的适合控制律的一个示例。许多备选控制律也是可能的，如PI、PD、P、I和FIR。

再次参照图2，VFF补偿器207依据来自逻辑单元204的输入电压样本，调整来自反馈单元206的输出以产生补偿的占空比控制信号。

VFF补偿降低了在输入信号上的瞬态对SMPS 201的输出信号的影响。

补偿的占空比控制信号D从数字控制单元输出，并且被馈送到数字脉冲宽度调制器208。数字脉冲宽度调制器208将占空比控制信号从数字格式转换成脉冲宽度调制(PWM)的占空比信号。PWM信号随后被输出以控制SMPS 201的开关元件。

下面解释用于电压前馈补偿的条件。

在降压转换器中，理想的占空比D等于：

                                           等式5

输入电压从V_in-old更改到V_in-new时，旧占空比D_old应被缩放成新占空比D_new，以便输出电压保持恒定。

                              等式6

求解用于新占空比D_new的等式6得出

                             等式7

用于等式7中所述补偿条件的计算由除法及之后的乘法组成。由于除法是比乘法更复杂的运算，因此，在许多情况下，优选通过查找表操作执行除法，随后执行另外的乘法，如等式8所示。

                   等式8

US 7239257 B1公开了用于执行此类除法的查找表的使用。

另外，US 7239257 B1公开了在使用带有积分器的反馈单元，如图3B中更早所述的反馈单元时，通过使用V_in-old=V_in-min的额定值，能够避免乘法之一，其中，V_in-min是最小测量的输入电压。随后，通过V_in-min缩放查找表。

补偿的占空比的计算因此变成：

                         等式9

解决除法造成的计算要求的问题的另一种方式是使数字脉冲宽度调制器中的延迟与输入电压的倒数成比例。在X. Zhang和D. aksimovic所著“带有用于同步降压转换器的输入电压前馈的数字PWM/PFM控制器”("Digital PWM/PFM Controller with Input Voltage Feed-Forward for Synchronous Buck Converters", in Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo., Feb 2008, pp 523-528)中，公开了此混合信号解决方案。

使用反馈单元和VFF补偿器的上述SMPS控制器遇到的问题是反馈单元进行的补偿信号的计算和占空比控制信号的计算导致计算时间长和功耗增大。

另外，即使输入电压稳定，每个开关期间也要执行复杂和耗时的除法运算和另外的乘法。

由于上述识别的计算要求，已知的系统使用数字信号处理器(DSP)计算补偿的占空比。然而，DSP昂贵，并且具有高功耗和长的计算时间。DSP也很大，不适合在紧凑型应用中使用。

已知数字VFF补偿信号生成器有关的另一问题是输入信号的电压位于用于测量输入信号的ADC的量化级别附近时，噪声能够促使输入信号的量化版本更改。即使输入信号接近恒定，VFF补偿随后也将在输出信号上造成瞬态。

输入信号在缓慢更改并且反馈在补偿更改时，遇到又一问题。输入信号的电压随后从一个量化级别更改到另一量化级别时，VFF补偿将添加在输出信号上造成瞬态的另外补偿。

已知SMPS控制器有关的仍有的又一问题是在高负载，能够在隔离型DC/DC转换器之间来回传送能量，并且这使得输入电压上升。这也触发VFF补偿，并且造成输出电压噪声。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于控制开关模式电源的占空比的数字控制单元。

数字控制单元包括：反馈单元，可用于计算数字控制信号以便控制开关模式电源的占空比；电压前馈补偿信号生成器，可用于依据开关模式电源的输入信号计算补偿信号以便调整数字控制信号；以及瞬态检测器，可用于检测在开关模式电源的输入信号上的瞬态。

数字控制单元响应瞬态检测器对瞬态的检测，根据补偿信号调整数字控制信号以便控制开关模式电源的占空比。

瞬态检测器包括输入，输入布置成接收表示在到开关模式电源的输入信号的连续值之间的差的差信号。第一比较器可用于如果差信号大于正阈值级别，则检测到正瞬态在输入信号上已发生。第二比较器可用于确定差信号是否在正值的预确定范围内，并输出指示差信号是否在正值的预确定范围内的结果。第一计算器可用于如果在第二比较器的输出的第一预确定数量个连续结果中，存在指示差信号在正值的预确定范围内的至少第二预确定数量个结果，则检测到正瞬态在所述输入信号上已发生。第三比较器可用于如果差信号小于负阈值级别，则检测到负瞬态在输入信号上已发生。第四比较器可用于确定差信号是否在负值的预确定范围内，并输出指示差信号是否在负值的预确定范围内的结果。第二计算器可用于如果在第四比较器的输出的第三预确定数量个连续结果中，存在指示差信号在负值的预确定范围内的至少第四预确定数量的结果，则检测到负瞬态在输入信号上已发生。

根据这些特征，瞬态检测器检测到输入信号上的瞬态，并且VFF补偿只在瞬态已由瞬态检测器检测到时才应用。

有利的是，由于在瞬态尚未在输入信号上检测到时，VFF补偿未应用或者不必计算，因此，产生了在功率和计算时间上的节省。

瞬态检测器的特征允许可靠检测到瞬态，并且提供特别适用于处理测量噪声和轻负载感应噪声的瞬态检测器。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于控制开关模式电源的占空比的方法。方法包括：计算数字控制信号以便控制开关模式电源的占空比；依据开关模式电源的输入信号计算补偿信号以便调整数字控制信号；检测在开关模式电源的输入信号上的瞬态；以及依据瞬态的检测，根据补偿信号调整控制信号以便控制开关模式电源的占空比。检测瞬态的过程包括通过以下操作处理表示在到开关模式电源的输入信号的连续值之间的差的差信号：执行第一正瞬态检测过程，包括如果差信号大于正阈值级别，则检测到正瞬态在输入信号上已发生；执行第二正瞬态检测过程，包括确定差信号是否在正值的预确定范围内，输出指示差信号是否在正值的预确定范围内的结果，以及如果第一预确定数量个连续所述结果中，存在指示差信号在正值的预确定范围内的至少第二预确定数量个结果，则检测到正瞬态在输入信号上已发生；执行第一负瞬态检测过程，包括如果差信号小于负阈值级别，则检测到负瞬态在输入信号上已发生；执行第一正瞬态检测过程，包括确定差信号是否在负值的预确定范围内，输出指示差信号是否在负值的预确定范围内的结果，以及如果第三预确定数量个连续所述结果中，存在指示差信号在负值的预确定范围内的至少第四预确定数量个结果，则检测到负瞬态在输入信号上已发生。

根据本发明的第二方面，用于控制开关模式电源的占空比的方法提供如上为根据本发明的第一方面的数字控制单元所述相同的优点。

附图说明

图1是包括与VPP补偿器级联的反馈单元的数字控制单元的已知设计的框图；

图2是示出布置成控制生成SMPS的占空比信号的数字脉冲宽度调制器的数字控制单元的已知设计的示意图；

图3A是示出PID控制器的已知实现的示意图；

图3B是具有简化电路设计的图3A中PID控制器的实现的已知备选；

图4是在本发明的实施例中使用的瞬态检测器的图；

图5是示出图4的瞬态检测器执行的过程的流程图；

图6是示出根据第一实施例的具有瞬态检测器的数字控制单元的框图；

图7是根据本发明的第一实施例的具有瞬态检测器的数字控制单元的电路图；

图8是第一实施例执行的过程的流程图；

图9是根据本发明的第二实施例的数字控制单元的图；

图10是根据本发明的第三实施例的数字控制单元的图；

图11是根据本发明的第四实施例的数字控制单元的图；

图12是根据本发明的第五实施例的数字控制单元的示意框图；

图13示出比较本发明的实施例的性能和已知数字控制单元的实验结果；以及

图14示出根据本发明的一实施例的展示SMPS的性能的图形结果。

具体实施方式

描述本发明的实施例之前，将参照图4和5描述在实施例中将使用的瞬态检测器701和瞬态检测的方法。

瞬态检测器701是用于检测在到SMPS的输入信号上的瞬态。

到瞬态检测器701的输入信号是表示在到SMPS的两个连续输入信号的电压之间的差的值。

瞬态检测器701的输入信号被输入四个比较器的并联布置。

如下面详细所述，第一比较器402和第二比较器403可用于检测正瞬态是否在到SMPS的输入信号上已发生，而第三比较器406和第四比较器407可用于检测负瞬态是否在到SMPS的输入信号上已发生。

第一比较器402比较到瞬态检测器701的输入信号和正阈值，并且如果输入信号大于正阈值，则第一比较器402检测到正瞬态在输入信号上已发生，并且输出表示此结果的信号。

如果输入信号小于正阈值，则第一比较器402输出指示瞬态尚未在输入信号上发生的信号。

第二比较器403检测输入信号的值是否在正值的预确定范围内。

例如，正值的范围的较低值可设为用于测量到SMPS的输入信号的ADC的量化步长的大小，并且范围的上限因而将是比ADC的所述量化步长大小更大的值。

对于输入到它的每个信号，第二比较器403输出指示输入信号的值是否在第二比较器403的预确定范围内的结果。

如图4所示，从第二比较器403输出的连续值被输入第一抽头延迟线404。第一抽头延迟线404存储来自第二比较器403的N₁个连续输出信号。这些N₁个信号的每个信号形成到第一计算器405的并行输入。

第一计算器405确定从第一抽头延迟线404输入到它的至少X₁个信号是否表示在第二比较器403的预确定范围内的到瞬态检测器701的输入信号的值。

如果N₁个样本中至少X₁个样本表示在第二比较器403的预确定范围内的到瞬态检测器701的输入信号的值，则第一计算器405输出指示正瞬态已发生的信号。

相应地，如果到瞬态检测器701的输入信号大于正阈值，或者如果输入信号的N₁个连续值中至少X₁个值在正值的预确定范围内，则检测到在输入电压上的正瞬态。

第三比较器406比较到瞬态检测器701的输入信号和负阈值，并且如果输入信号小于负阈值，则第三比较器406检测到负瞬态在输入信号上已发生，并且输出表示此结果的信号。

如果输入信号大于负阈值，则第三比较器406输出指示瞬态尚未在输入信号上发生的信号。

第四比较器407检测输入信号的值是否在负值的预确定范围内。例如，负值的范围的最小负值可设成具有与用于测量SMPS的输入信号的ADC的量化步长的大小，并且范围的最大负值因而将设成具有比ADC的所述量化步长更大的量值。

对于输入到它的每个信号，第四比较器407输出指示输入信号的值是否在第四比较器407的预确定范围内的结果。

如图4所示，从第四比较器407输出的连续值被输入第二抽头延迟线408。第二抽头延迟线408存储来自第四比较器407的N₂个连续输出信号。这些N₂个信号的每个信号形成到第二计算器409的并行输入。

第二计算器409确定从第二抽头延迟线408输入到它的至少X2个信号是否表示在第四比较器407的预确定范围内的到瞬态检测器701的输入信号的值。

如果N₂个样本中至少X₂个样本表示在第二比较器407的预确定范围内的到瞬态检测器701的输入信号的值，则第一计算器409输出指示正瞬态已发生的信号。

相应地，如果到瞬态检测器701的输入信号小于负阈值，或者如果输入信号的N₂个连续值中至少X₂个值在负值的预确定范围内，则检测到在输入电压上的负瞬态。

相应地，在正瞬态发生时，第一比较器402或第一计算器405检测到，并且在负瞬态发生时，第三比较器406或第二计算器409检测到。

第一比较器402、第一计算器405、第三比较器406和第二计算器409的输出全部输入第三计算器410。

第三计算器410输出结果，结果指示，如果到第三计算器410的任何输入信号指示瞬态已发生，则瞬态在SMPS的输入信号上已发生。

第三计算器410输出信号，信号指示，仅在到第三计算器410的所有输入信号指示瞬态尚未发生时，瞬态在SMPS的输入信号上尚未发生。

上述瞬态检测器701一般将配置成使N₁与N₂相同，并且X₁与X₂相同。

示例值有：N₁=N₂=8；并且X₁=X₂=6。

能够使用瞬态检测器701补偿的输入信号上瞬态的最小正负转换率(slewrate)定义为：

；               等式10

；              等式11

在上面的等式10和11中，是最小正转换率，是最小负转换率，以及T_s是采样期间。

因此，通过适当选择ADC中的量化步长、输入信号测量的采样期间和系数X₁、X₂、N₁及N₂，能够设计用于VFF补偿的最小转换率。

第一比较器402和第三比较器406的阈值级别及第二和第三比较器的预确定范围依据噪声电平来设置。

转换率低于等式10和11中定义的最小转换率的输入电压瞬态由反馈单元进行补偿。

通过将上述瞬态检测器701包含到用于SMPS的数字控制中，并且依据瞬态的检测应用VFF补偿，前面所述问题得以解决。例如，输入信号的电压从一个量化级别更改到下一量化级别时遇到的问题得以解决，这是因为量化级别的更改不一定导致应用VFF。

在隔离型SMPS中，导体中的电流可能更改符号，并且能量可能从输出后向传送到输入。

例如同步整流器在轻负载条件期间遇到此类问题，并且它造成输入电压上升。

然而，上述瞬态检测器701通过不将输入电压中的此类更改检测为输入电压瞬态而解决了此问题。因此，避免了轻负载条件期间触发的VFF补偿造成的输出电压噪声。

通过确定N₁个连续样本中的X₁个样本或者N₂个连续样本中的X₂个样本在预确定范围内，实现了上述优点。相应地，即使已存在到SMPS的输入电压的符号的反转，也可能正确地检测瞬态，并且避免不正确地检测瞬态。

将领会的是，能够对上述瞬态检测器701进行许多更改，同时保持其优点。

例如，第一比较器402和第三比较器406备选可通过在输入信号的值等于每个比较器的相应阈值时也检测到瞬态已发生来进行操作。

第二比较器403和第四比较器407也可检测到如果输入信号的值与每个预确定范围的上限或下限之一相同，则输入信号的值在每个比较器的相应预确定范围内。

第二比较器403的预确定范围的上限可设成与第一比较器402的阈值相同。

类似地，第四比较器407的预确定范围的最大负值可以与第三比较器406的阈值相同。

现在将参照图5，在下面描述瞬态检测的方法，包括在上述瞬态检测器内执行的过程。

参照图5，在步骤711中，开始瞬态检测的过程。

在步骤713中，表示在到开关模式电源的输入信号的连续值之间的差的差信号被输入瞬态检测器701。

在步骤715中，第一比较器402确定差信号是否大于正阈值。

如果在步骤715中确定差信号大于正阈值级别，则过程继续到步骤713，在该步骤中，第一比较器402检测瞬态。

如果在步骤715中确定差信号不大于正阈值级别，则过程继续到步骤717。

在步骤717中，第二比较器403和第一比较器405确定差信号的第一预确定数量个值是否包含在正值的预确定范围内的至少第二预确定数量个值。

如果在步骤717中，确定差信号的第一预确定数量个值包含在正值的预确定范围内的至少第二预确定数量个值，则过程继续到步骤717，在该步骤中第一计算器405检测瞬态。

如果在步骤717中，确定差信号的第二预确定数量个值未包含在正值的预确定范围内的至少第二预确定数量个值，则过程继续到步骤719。

在步骤719中，第三比较器406确定差信号是否小于负阈值。

如果在步骤719中确定差信号小于负阈值级别，则过程继续到步骤713，在该步骤中，第三比较器406检测瞬态。

如果在步骤719中确定差信号不小于负阈值级别，则过程继续到步骤711。

在步骤711中，第四比较器407和第二比较器409确定差信号的第三预确定数量个值是否包含在负值的预确定范围内的至少第四预确定数量个值。

如果在步骤711中确定差信号的第三预确定数量个值包含在负值的预确定范围内的至少第四预确定数量个值，则过程继续到步骤713，在该步骤中，第二计算器检测瞬态。

如果在步骤711中确定差信号的第三预确定数量个值未包含在负值的预确定范围内的至少第四预确定数量个值，则过程继续到步骤715，过程在该步骤中结束。

因此，概括而言，如果在任何步骤715、717、719和711中，过程继续到步骤713，则检测到瞬态。

第一实施例

根据第一实施例，上述瞬态检测器701包含到用于SMPS的数字控制单元中。

图6是第一实施例的数字控制单元401的框图，其中，VFF补偿器450和瞬态检测器701集成到反馈单元中。

有利的是，VFF补偿器到数字控制单元中的集成允许实现更紧凑的数字控制单元。

另外，VFF补偿中使用的算法能够产生降低的计算要求。

图7中示出根据第一实施例的数字控制单元401的更详细电路图。

参照图7，输入端口2接收误差信号V_{out_err}，该信号表示在SMPS的测量的输出电压与所需输出电压之间的差。

输入信号V_{out_err}被馈送到延迟元件504和506的布置及带有相应增益KA、KB和KC的放大器或乘法器506、507和508。放大器的输出被馈送到加法器509的3个输入。

加法器509的输出被馈送到硬限制器503，或另外称为饱和单元，该硬限制器将来自数字控制单元的输出限制在上限与下限内，使得它在用于系统的可行范围内。

来自硬限制器503的输出包括数字控制信号以便控制SMPS（图7中未示出）的占空比。硬限制器的输出被馈送到分离器以便将硬限制器的输出分离成两个信号。

来自分离器的第一信号从数字控制单元输出。此数字控制信号输出一般用于控制数字脉冲宽度调制器，如图2所示的数字脉冲宽度调制器208，该调制器生成PWM信号以便控制SMPS的占空比。

来自分离器的第二信号通过延迟元件510馈送并且被馈送到乘法器511的输入。乘法器511的输出经开关702被输入加法器509。

因此，在加法器509的输出与输入之间存在反馈电路。从反馈电路输入加法器的信号是反馈信号，并且在加法器的积分输入可称为积分信号。

由反馈电路实现的数字控制单元的输出的反馈具有将记忆引入系统的效应。数字控制单元的输出因此取决于数字控制单元的当前测量的输出电压、当前测量的输入电压和以前输出。

在上述电路布置中，延迟元件504、505和510、放大器506、507和508及加法器509从误差信号计算用于SMPS的数字控制信号，其中，误差信号从测量的输出电压计算得出。如参照图3B更早所述，此配置是反馈单元的已知PID实现，并且增益KA、KB和KC能够根据已知PID控制方案来确定。应注意的是，反馈单元的其它配置而不是PID配置在一实施例中是可能的。例如，实现PI、PD、P、I、FIR或其它控制技术的反馈单元备选能够已被应用。

图7中数字控制单元的输入1接收表示SMPS的输入电压的信号。输入信号被分离，并且一个部分被延迟元件501延迟，以及输入信号的延迟和未延迟部分被输入计算单元502。

在此实施例中，计算单元502包括除法器，它将输入信号的延迟部分除以输入信号的未延迟部分。在一些应用中，可能希望计算单元502参考查找表以生成除法运算的结果。计算块502的输出是取决于SMPS的输入电压的VFF补偿信号。

VFF补偿信号被输入组合单元511。在此实施例中，计算单元511包括将VFF补偿信号乘以延迟元件510的输出的乘法器。

计算单元511的输出是延迟元件的输出（即，数字控制信号的延迟版本）与从计算单元502输出的VFF补偿信号的积。

这样，在从反馈电路输入加法器509的信号上执行VFF补偿。

通过将VFF补偿信号引入反馈单元的反馈电路，图7中的数字控制单元具有集成到反馈单元中的VFF补偿器。

在加法器509的输出与输入之间的反馈电路内应用VFF补偿信号到信号的结果是提供了等式7的VFF补偿的近似值。然而，有利的是，实现了低计算时间的紧凑型数字控制单元。

数字控制单元还包括减法器511和根据第一实施例的瞬态检测器701，在图10中标示为701。

减法器511接收当前输入信号和延迟元件501延迟的版本，并且计算其差。从减法器511输出的差信号被输入瞬态检测器701。

瞬态检测器701确定的结果用于控制开关702。如上所述，开关702在反馈电路中布置成接收从乘法器511输出的信号和从延迟元件510输出的信号及来自瞬态检测器701的控制信号。如果瞬态检测器701确定在输入信号上已有瞬态，则从瞬态检测器701输出的控制信号控制开关702处于图7所示的最上方位置，使得从反馈电路到加法器509的输入是应用有VFF补偿的信号。

备选，如果瞬态检测器701确定在输入信号上尚无瞬态，则从瞬态检测器701输出的控制信号控制开关702处于图7所示的最下方位置，使得延迟元件510的输出被馈送到加法器509的输入，而VFF补偿信号未应用到该输出。相应地，开关702在最下方位置时，加法器509从反馈电路接收从占空比控制单元输出的数字控制信号的延迟版本。

因此，仅在SMPS的输入电压上已检测到瞬态时，从SMPS的当前输入信号计算的VFF补偿信号才被应用到从反馈电路输入加法器509的信号。

在图7所示实施例中，为输入信号的每个样本计算VFF补偿信号，并且在瞬态已检测到时在反馈电路内组合VFF补偿信号。然而，在备选实现时，计算单元502（以及在又一实现中，乘法器511）由瞬态检测器701的输出控制，使得仅在输入信号上已检测到瞬态时才执行VFF补偿信号的计算。这进一步降低了数字控制单元的功耗和计算要求。另外，这允许省略开关702。

图8是示出根据本发明的第一实施例的瞬态检测操作过程的流程图。

在步骤802中，比较SMPS的当前测量的输入信号的电压和SMPS的以前测量的输入信号的电压，以生成表示在当前与以前测量的输入信号之间电压差的差信号。

随后，过程继续到步骤803，在该步骤，差信号用于确定瞬态是否已发生。在步骤803执行的处理与以前在上面参照图5所述的操作相同，并且相应地，在此处将不再描述它。

如果步骤803的结果是瞬态已发生，则过程继续到步骤804和805。在步骤804和805中，如前面所述计算数字控制信号。

另一方面，如果步骤803的结果是瞬态尚未发生，则过程继续到步骤805，忽略步骤804，使得使用无VFF补偿的占空比控制信号的延迟版本执行反馈补偿。

第一实施例因此允许只通过反馈控制来计算数字控制信号，或者通过在反馈控制内应用的VFF补偿来计算补偿的数字控制信号。

这固有地比图1所示已知系统更有效，在已知系统中，为每个输入样本计算和应用VFF补偿，即使在输入电压上尚无瞬态并且无需计算和应用VFF补偿信号也是如此。

第二实施例

本发明的第二实施例与第一实施例不同之处在于计算和应用VFF补偿信号的方式。

在第二实施例中，计算的VFF补偿信号是等式7中给出的VFF补偿的近似值。

第二实施例与本发明的前一实施例相比的优点在于避免了图7中计算块502执行的除法运算，并且这大幅简化了数字控制单元的计算要求。

定义输入电压的更改ΔV为：

                        等式12

近似VFF补偿信号能够使用更新的占空比获得：

                        等式13

在等式13中，通过因数(1+ΔVG)更改新的占空比D_new。通过因数G缩放输入电压ΔV的更改。输出电压变成：

      等式14

假设输入电压的梯度小，则项能够被忽略。

等式14的两个中间项被消除，并且如果G选择如下，则输出电压几乎无更改：

                                         等式15

如果略计为恒定增益因数，则无需为每个样本应用等式15中的除法。通过基于范围中的V_in-old的固定值来选择常数G，在实践中产生了良好的近似值，其中，V_{in_min}是最小测量的输入电压，并且V_max是最大测量的输入电压。

图9示出根据本发明的第二实施例的数字控制单元。

图9中的数字控制单元实现与图7所示第一实施例的实现不同之处在于VFF补偿信号被生成并在到加法器的积分输入的反馈电路内组合的方式。为避免重复，此处不再描述与第二实施例相同的根据第一实施例的数字控制单元的前面所述组件。

在输入1上收到的SMPS的当前测量的输入电压值及其延迟版本被输入减法器901，减法器计算在测量的输入电压的当前和延迟版本之间的差。从减法器901输出的差信号被输入放大器或乘法器902，放大器或乘法器通过恒定增益G放大信号或将其与恒定增益G相乘。增益G根据等式15计算。

从放大器902的输出被馈送到乘法单元903的第一输入。到乘法单元903的第二输入是延迟元件510的输出。

乘法器903的输出是VFF补偿的信号，该输出随后被馈送到加法器906的第一输入。到加法器906的第二输入是延迟元件510的输出。加法器906的输出被馈送到开关702的输入之一。开关702的另一输入是来自延迟元件510的输出（如在第一实施例中一样）。开关702的输出是反馈电路的输出，并且被馈送到加法器509的输入（如在第一实施例中一样）。

瞬态检测器710如前面所述一样。

开关702由比较器905的输出控制，使得仅在已检测到瞬态时应用VFF补偿。

有利的是，第二实施例的VFF补偿信号计算不涉及除法。因此，避免了计算要求高的除法运算或查找表的使用。

在图9的数字控制单元的备选实现中，放大器902由比较器905控制，使得仅在输入信号上已检测到瞬态时才执行VFF补偿信号的计算。这降低了数字控制单元的功耗和计算要求。另外，这允许省略开关702，以及加法器906的输出直接输入加法器509。

第三实施例

在本发明的第三实施例中，与第二实施例不同的电路用于计算和应用VFF补偿信号。

从等式13中，明显看到通过增益因数C更新占空比。

增益G如等式15所示计算，并且如为等式15所述，能够略计为常数。

图10中示出根据等式16控制占空比的根据第三实施例的数字控制单元。

第三实施例的数字控制单元与第二实施例的不同之处在于已将乘法器903替代为加法器1101和常数值生成器1102，并且已将加法器906替代为乘法器511。

在第三实施例中，乘法器902的输出被输入加法器1101。常数值生成器1102生成并输出常数值（这包括在此实施例中的值“1”，但可包括另一值）。常数值生成器的输出被输入加法器1101。

加法器1101的输出被输入乘法器511。到乘法器511的另一输入是来自延迟元件510的输出。

乘法器511的输出被输入加法器509。

来自加法器1101的输出信号是VFF补偿信号，并且等效于增益因数C。在备选实现中，VFF补偿信号通过存储用于从减法器901输出的差信号的每个值的C的值的查找表生成。

在反馈单元的直接1型、直接2型或转置直接型设计上实现集成VFF补偿，并且反馈电路中的信号乘以VFF补偿信号时，本实施例是优选的。

无输入电压瞬态时，乘法器511将延迟元件510的输出乘以1。

输入瞬态发生时，延迟元件510的输出乘以等式16的增益因数C。

瞬态检测器710如前面所述一样。

瞬态检测的结果可如图10所示用于控制放大器902，使得仅在检测到瞬态时才生成新VFF补偿信号。

备选，瞬态检测器701可控制在反馈电路中提供的开关。适合的布置是图7为开关702所示的布置。开关的输入是乘法器511和延迟元件510的输出。开关的输出是从反馈电路到加法器509的输入。

相应地，在检测到瞬态时，将乘法器511的输出输入加法器509。在未检测到瞬态时，将延迟元件510的输出直接输入加法器503。

第四实施例

根据本发明的第四实施例，计算在等式7中给出的VFF补偿信号的近似值，使得实现带有更低处理要求的数字控制单元。

第四实施例的近似VFF补偿信号使用下面所示更新的占空比获得：

                            等式17

输出电压变成：

等式18

如果输入信号的梯度小，则项K(ΔV)²能够被忽略。等式18的两个中间项被消除，并且如果以下成立，则输出电压几乎无更改：

                                       等式19

使用等式5，将旧占空比替代为理想的占空比产生了：

                                     等式20

V_out-nom一般是SMPS的所需输出电压，但它备选能够是以前测量的输出电压。

为避免除法，恒定因数K是优选的。实际上，发明者已发现选择在范围中的常数V_in-old将产生良好的近似值。因数K假设占空比在范围[0, 1]中。如果使用另一数字范围，则将需要应用缩放。

通过将缩放因数K实现为算数移位，获得了无乘当器实现。

其中，

   等式21

通过使用常数K的正则有符号数字码，使用几次移位和加法/减法，能够获得理想因数K的改进近似值。由无乘法器移位操作单元执行的计算最小化加法/减法运算的次数。例如在US 7,239,257 B1中描述了有关正则有符号数字码的操作。

图11示出根据本发明的第四实施例的数字控制单元。

图11中的数字控制单元实现与前面实施例的实现不同之处在于生成VFF补偿信号的方式。为避免重复，此处不再描述根据第三实施例的数字控制单元的前面所述组件。

在第四实施例中，减法器901的输出被输入带有根据等式20或21计算的增益K的放大器1201。

虽然描述为放大器，但放大器1201可通过无乘法器移位操作单元实现，无乘法器移位操作单元如因正则有符号数字码的实现而熟知的一样，执行运算的移位、相加和相减。

放大器1201的输出被馈送到加法器906的输入，加法器将它与延迟元件510的输出相组合。加法器906的输出经开关702馈送到加法器509的积分输入。

如为第一实施例所述一样，开关702由瞬态检测器701控制，使得仅在检测到瞬态时才应用VFF补偿。

然而，在第四实施例的备选实现中，放大器1201由瞬态检测器701控制，使得仅在输入信号上已检测到瞬态时才执行VFF补偿信号的计算。这降低了数字控制单元的功耗和计算要求。另外，这允许省略开关702，以及加法器906的输出直接输入加法器509。

第五实施例

图12示出第五实施例的框图。

用于SMPS的数字控制单元包括与VFF补偿器串联的反馈单元。数字控制单元还包含上述瞬态检测器701以便确定瞬态是否在SMPS的输入信号上已发生，以及包含仅在瞬态检测器701已检测到瞬态已发生时才应用VFF补偿到反馈单元的输出的组合器。

在图12所示布置中，瞬态检测器701的输出控制组合器，使得如果瞬态检测器701检测到在到SMPS的输入信号上已有瞬态，则组合器组合VFF补偿器的输出和反馈单元。

实验结果

图13示出根据本发明的各种实施例，无VFF补偿器、VFF补偿器与反馈单元级联应用和VFF补偿器集成到反馈单元中的SMPS性能比较。

在图13的表格中，不同的数字控制单元设计用于为3.3V的额定输出电压抑制5V输入步长，从5V到10V。不同的典型上升时间用于检查处理不同梯度的能力。

所有VFF补偿方案很好地降低了瞬态过冲量和下冲量。

最佳性能是使用VFF补偿器与反馈控制电路的级联。

然而，明显的是，根据本发明的实施例的所有VFF补偿方案提供了可接受的性能。

此外，如前面解释的一样，根据本发明的实施例的VFF补偿器集成到反馈单元中的VFF补偿方案具有更低的功耗，计算要求更低，并且能够通过比根据包括反馈单元与VFF补偿器的级联布置的实施例的数字控制单元更简单的硬件实现。

第三实施例的SMPS用于为隔离型全桥DC/DC转换器提供12V的额定输出电压、35-75V的输入电压范围和33A的最大输出电流。

图14的上方迹线显示有2V/div和0.5ms/div。下方迹线显示有20V/div和0.5ms/div。

图14的下方迹线示出在0.5ms期间从40V到75V的输入电压步长。

上方迹线示出输出电压的响应。最大输出偏离是1V，并且额定输出电压在0.5ms内恢复。

为便于比较，在无任何VFF补偿的情况下，输出电压从12V上升到超过22V，并且随后过电压保护关闭转换器。

修改和变化

对上述实施例能够进行许多修改和变化。

例如，下面描述对本发明的第二和第三实施例的修改。

在第二和第三实施例中，根据等式15计算放大器902的增益G。

在所述修改中，备选通过以下等式计算增益G_m：

                            等式22

在等式22中，V_in-min是最小测量的输入电压，并且V_in-max是最大测量的输入电压。

有利的是，G_m的上述值允许最小化近似误差。

下面描述第四实施例的修改。

在第四实施例中，根据等式20计算放大器1201的增益K。

在所述修改中，备选通过以下等式计算增益K_m：

             等式23

V_out-nom一般是SMPS的所需输出电压，但它备选能够是以前测量的输出电压。

因数K假设占空比在范围[0, 1]中。如果使用另一数字范围，则将需要应用缩放。

如前面为第四实施例所述，通过将缩放因数K实现为算术移位，获得无乘法器实现。

通过使用常数K的正则有符号数字码，使用几次移位和加法/减法，能够获得理想因数K的改进近似值。由无乘法器移位操作单元执行的计算最小化加法/减法运算的次数。例如在US 7,239,257 B1中描述了有关正则有符号数字码的操作。

上述修改改进了近似算法的准确度。

为便于说明和描述，已陈述本发明的实施例的上述描述。它无意详尽或限制本发明为明确的公开形式。变更、修改和变化能够进行而不脱离本发明的精神和范围。