相关双采样脑电信号采集读出电路及其读出方法

摘要

本发明提供了一种相关双采样脑电信号采集读出电路及其读出方法，用于可植入式生物脑电信号的处理。该读出电路包括抑制直流电压偏移的低噪声前置生物信号放大器和基于相关双采样的缓冲级输出器，通过微电极阵列得到的原始脑电信号由前置生物信号放大器放大后输入缓冲级输出器输出。该读出方法中设置前置生物信号放大器的-3dB高通截止频率，抑制由微电极阵列带来的直流电压偏移，在缓冲级输出器对脑电信号和参考电压信号两次成功采样相减，消除噪声，输出高信噪比信号。本发明电路结构简单，输出有用的脑神经信号可以提高无线传输带宽的利用率，具有更好的消除噪声功能，输出的高信噪比信号可直接用于接下来的ADC转换。

说明书

技术领域

本发明涉及用于可植入式生物脑电信号处理电路集成化设计领域，具体涉及低信噪比下 基于相关双采样（Correlated Double Sampling，简称CDS）生物脑电信号采集的读出电路设 计及其读出方法。

发明背景

自从1924年德国精神病学家Hans教授首次发现并记录到人脑有规则的电活动，脑电信 号的研究和提取就一直得到生物医学和临床应用方面的高度重视。随着计算机科学和微电子 技术的发展，使得处理提取的脑电信号称为可能，植入式脑-机交互研究也成为了新的科学热 点，即将IC通过植入式多通道微电极阵列(MEA)与神经系统直接相连，能与一个或多个独立 的神经元直接交互的技术。植入式脑-机交互的一个重要分支就是细胞外脑神经信号的记录 （Neural Recording），通过利用外科手术将多通道微电极阵列选择性地植入到特定的神经组织 区域，并采集神经元群的神经信号（如动作电位、局部场电位）；这些采集到的原始神经信号 经过处理与数据分析后，将传输至外部用于进一步的神经科学研究或者神经修复技术中。

在脑电信号提取系统中，由微电极阵列所探测到的胞外脑电信号比较微弱，包含有用信 息的脑电信号即spike幅值大约为50-500μV，并且伴有一定的电极直流失调和系统噪声，在 进行处理的过程中必须减少各种干扰的影响，所以作为第一级信号处理电路的前置生物放大 器的性能尤为重要，且直接会影响到整个脑电信号提取系统的表现。对于要求将整个脑电信 号提取电路系统集成于植入式脑-机接口芯片上，前置生物放大器设计必须考虑到以下要求： 1、具有足够低的噪声，以获得更高的系统信噪比；2、降低功耗，以增加系统续航能力；3、 减小芯片面积；4、抑制直流失调，防止放大器输入饱和；5、具有更高的共模抑制比和电源 电压抑制比。随着脑神经信号采集系统的通道数增加，所需要的无线传输带宽变得越来越大， 进行系统设计时必须考虑到如何更加高效率地利用有限的无线传输带宽，措施之一就是通过 信号检测的控制，只是输出有用的脑电信号即spike段，而非整个脑电信号。这个工作可以由 缓冲级输出电路来完成。在考虑到抑制各种噪声源的同时，更好地输出高信噪比的放大信号， 并使得设计结构简单，达到更低的功率消耗和占用更小的芯片面积成为了缓冲级输出电路的 必要设计要求。

对于现有技术的生物脑电信号读出电路，一般都是放大输出整个脑电信号，而输出的生 物脑电信号都需要经过后期处理以及A/D转化，因此大量的冗余信息使得系统的后期处理以 及无线发射数据量增加，对于有限的无线传输带宽，不仅利用率低，也影响到信号采集通道 数的增加，同时缓冲级输出电路本身可能具有较低的噪声，但是并不能抑制电路本身和输入 信号带来的噪声，使得输出信号质量差。现有的生物脑电信号读出电路虽然能够完成对生物 脑电信号的采集，但由于设计结构复杂，功耗太大，都很难实现更多通道的植入式芯片集成 使用。

发明内容

本发明针对现有脑电信号读出电路的不足，如何进一步抑制电路本身噪声源、提高植入 式脑电信号处理电路的可集成化程度和脑电信号的高效率传输等问题，提出了相关双采样脑 电信号采集读出电路及其读出方法。本发明设计结构简单，输出有用的脑电信号，可以提高 无线传输带宽的利用率，具有更好的消除噪声功能，输出的高信噪比信号可直接用于接下来 的ADC转换。

本发明提供的相关双采样脑电信号读出电路主要包括：抑制直流电压偏移的低噪声前置 生物信号放大器和基于相关双采样技术的缓冲级输出器。通过微电极阵列得到的原始脑电信 号，由前置生物信号放大器放大后，再通过缓冲级输出器输出。

前置生物信号放大器包括前馈通路和有源负反馈电路，前馈通路包括运算放大器A₁、电 容C₃和二极管连接的等效电阻R_eq，有源负反馈电路包括运算放大器A₂、电容C₁、C₂和C₄。 微电极阵列中的电极的输出作为前置生物信号放大器的输入，输入端连接电容C₃的左极板， 电容C₃的右极板连接运算放大器A₁的反向输入端，运算放大器A₁的差分输出端作为输出 V_out+和V_out-。在运算放大器A₁的反向输入端和正向输出端之间串联有等效电阻R_eq。在运算 放大器A₂的反向输入端和运算放大器A₁的反向输出端之间串联有电容C₁，在运算放大器 A₂的反向输入端和输出端之间串联有电容C₂，在运算放大器A₂的输出端和运算放大器A₁的反向输出端之间串联有电容C₄。

缓冲级输出器包括：信号电压开关M₁、参考电压开关M₂、控制开关M₃、保持开关M₄、 输出电平控制开关M₅、缓冲器Buffer、取样电容C₂₁和C₂₂。信号电压开关M₁控制信号电压 的输入，参考电压开关M₂控制参考电压的输入；控制开关M₃由外部信号检测单元的输出电 平控制，当信号检测单元检测前置生物信号放大器有脑电信号输出时，输出高电平，控制开 关M₃导通，缓冲级输出器输出信号，反之控制开关M₃关闭，缓冲级输出器无输出信号。缓 冲器Buffer的输入端连接信号电压开关M₁和参考电压开关M₂，缓冲器Buffer的输出端连接 控制开关M₃的左端；保持开关M₄用于将输出端复位为固定零电平。控制开关M₃的右端连 接取样电容C₂₁和C₂₂的左极板，电容C₂₁的右极板接地，电容C₂₂的右极板连接保持开关M₄的左端和输出电平控制开关M₅。

本发明提出的一种相关双采样脑电信号采集读出方法，基于上述的脑电信号采集读出电 路，具体步骤如下：

第一步：由微电极阵列中的每个电极得到原始脑电信号，将原始脑电信号输入前置生物 信号放大器。所述的前置生物信号放大器的高通截止频率其中，A_M表示通 带增益，通过调节电阻R_eq，控制前置生物信号放大器的高通截止频率f_H达到 -3dB。

第二步：在控制开关M₃导通时，前置生物信号放大器输出的脑电信号输入缓冲级输出器， 输出电平控制开关M₅保持导通，缓冲级输出器在保持阶段，导通信号电压开关M₁、控制开 关M₃和保持开关M₄，断开参考电压开关M₂，此时电容C₂₁和C₂₂接地，信号电压V_sig通过 源跟随器对C₂₁、C₂₂充电，使得C₂₁的左极板和C₂₂左极板的电压V_a变为信号电压V_sig，输 出电压V_output=0；然后，断开信号电压开关M₁，缓冲级输出器进入取样阶段，取样开始后， 断开保持开关M₄，再导通参考电压开关M₂，输入参考电压V_ref，电压V_a变为V_ref，输出电 压V_output=V_ref-V_sig。

与现有技术相比，本发明的优点和积极效果是：

（1）本发明的读出电路及读出方法中，采用的低噪声前置生物信号放大器可以很好地抑 制由微电极阵列读出带来的直流失调，高频截止频率通过可控电阻值调节，可以有效覆盖脑 电信号频率，在更加简单的结构下实现了低功耗设计；

（2）本发明的读出电路及读出方法中，采用基于相关双采样技术的缓冲级输出器，通过 外部信号检测模块的控制，输出有效的生物脑电信号，提高了有限的无线传输带宽的利用率， 而且实现了更好的噪声消除，输出的高信噪比信号可以直接用于接下来的ADC转换；

（3）本发明的相关双采样脑电信号采集读出电路整体结构简单，很好地解决了信号输出 过程中噪声干扰和有效率用无线传输带宽的问题。

附图说明

图1是本发明提出的脑电信号采集读出电路的结构示意图；

图2(a)是本发明的前置生物信号放大器的电路原理图；

图2(b)是本发明的前置生物信号放大器的等效分析电路原理图；

图3(a)是本发明的缓冲级输出器的电路原理图；

图3(b)是本发明的缓冲级输出器中各个开关的工作时序图；

图4(a)是输入本发明的脑电信号采集读出电路的脑电信号的一个实施例示意图；

图4(b)是对图4(a)的输入信号经过本发明的脑电信号采集读出电路的输出信号示意图；

图5是本发明的缓冲级输出器的噪声分析等效电路图；

图6(a)是不带相关双采样的Buffer电路的等效输入噪声仿真结果；

图6(b)是本发明缓冲级输出器的等效输入噪声仿真结果。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将结合附图进行说明。

如图1所示，本发明提供相关双采样脑电信号读出电路主要包括：抑制直流电压偏移的 低噪声前置生物信号放大器（Preamplifier）1和基于相关双采样技术的缓冲级输出器（Buffer  With CDS）2。原始的脑电信号（Raw signal）通过微电极阵列得到，并由低噪声前置生物信 号放大器1放大，通过带有相关双采样电路的缓冲级输出器2输出。本发明提供的低噪声前 置生物信号放大器1可以很好的抑制由微电极阵列带来的直流电压偏移，缓冲级输出器2由 外部控制信号选择输入信号段，并通过对输入的放大生物信号和参考信号的两次成功采样相 减，达到消除噪声，输出高信噪比信号。相对于现有的读出电路，本发明设计结构简单，输 出有用的脑电信号可以提高无线传输带宽的利用率，具有更好的消除噪声功能，输出的高信 噪比信号可直接用于接下来的ADC转换。

如图2（a）所示，为前置生物信号放大器1的电路原理图，运算放大器A₁、电容C₃和 电阻R_eq构成前置生物信号放大器1的前馈通路。电阻R_eq为由二极管M_R1和M_R2连接组成的 等效电阻。运算放大器A₂、电容C₁、C₂和C₄形成放大器1的有源负反馈电路。前置生物信 号放大器1的输入V_in连接微电极阵列的电极，差分输出分别为V_out+和V_out-。电容C₃的一个 电极连接输入V_in，另外一个电极连接运算放大器A₁的反向输入端，在运算放大器A₁的反向 输入端和正向输出端之间串联有等效电阻R_eq，运算放大器A₁的正向输入端接地。在运算放 大器A₂的反向输入端和输出端之间串联有电容C₂，在运算放大器A₂的反向输入端和运算放 大器A₁的反向输出端之间串联有电容C₁，在运算放大器A₂的输出端和运算放大器A₁的反 向输出端之间串联有电容C₄，运算放大器A₂的正向输入端接地。运算放大器A₁的正向输出 端和反向输出端作为差分输出V_out+和V_out-。

通过对电路镜像复制，整个前置生物信号放大器1可以很容易地设计成全差分结构，从 而获得更高的共模抑制比和电源电压抑制比。图2（b）为图2（a）所示的前置生物信号放大 器1的等效分析电路原理图，微分器F₁代表前置生物信号放大器的前馈通路，由A₁、C₃和 R_eq组成，其传输函数为：F₁(s)=-sR_eqC₃，s表示拉普拉斯变化中的变量，代表复频；运算放大 器A₂和电容C₁、C₂构成反向放大器模块G，其传输函数为：G(s)=-C₁/C₂，反馈放大器模块 G的输出作为反馈信号输入由C₄、R_eq和A₁构成的微分器F₂，F₂的传输函数为F₂(s)=-sR_eqC₄。 由于输入有源负反馈电路的信号来自于前置生物信号放大器1的反相输入端，所以在图2（b） 中以一个负增益表示。整个电路有两个反馈结构套嵌组成。电容C₁、C₂构成内层无源反馈， 而电容C₁、C₂和A₂一起构成了外层有源反馈。整个前置生物信号放大器1的基本原理是： 输入的脑信号通过输入端V_in进入微分器F₁。通过微分器F₁的传输函数公式F₁(s)=-sR_eqC₃可 知，其频率特性等效为高通滤波器，所以夹杂在输入信号中的直流失调将被滤除。但是随着 频率的升高，微分器响应也将会无限增加，从而无法获得稳定的通带增益。因此，需要有源 反馈电路实现对微分器F₁传输函数的修正，降低其高频响应，使放大器在信号带宽范围获得 恒定的增益。反相放大器G的增益被设置为小于1，所以前置生物信号放大器1的输出V_out的信号在被缩小后作为修正信号与原输出相减，从而降低放大器微分器F₁的高频响应。最终 整个前置生物信号放大器1的高频增益实现稳定。根据图2（b）可以得到在理想条件下前置 生物信号放大器1的传输函数为：

$\frac{V_{\mathrm{out}}\left(s\right)}{V_{\mathrm{in}}\left(s\right)}=\frac{F_1\left(s\right)}{1-F_2\left(s\right)\times G\left(s\right)}=-\frac{s{R}_{\mathrm{eq}}{C}_2{C}_3}{s{R}_{\mathrm{eq}}{C}_1{C}_4+C_2}---\left(1\right)$

当频率持续增加时可以得到前置生物信号放大器1的通带增益A_M将保持恒定，与频率 无关：

$A_M\approx -\frac{{\mathrm{sR}}_{\mathrm{eq}}{C}_2{C}_3}{{\mathrm{sR}}_{\mathrm{eq}}{C}_1{C}_4}=-\frac{C_2{C}_3}{C_1{C}_4}---\left(2\right)$

由前置生物信号放大器1中的传输函数可知前置生物信号放大器1的-3dB高通截止频率 f_H为：

$f_H=\frac{1}{2\pi }\times \frac{C_2}{R_{\mathrm{eq}}{C}_1{C}_4}=\frac{1}{2\pi }\times \frac{\left|A_M\right|}{R_{\mathrm{eq}}{C}_3}---\left(3\right)$

由于脑电信号频率可低至10Hz以下，需要很低的-3dB高通截止频率。通过公式可知， 高通截止频率和通带增益、电阻R_eq和电容C₃相关。通带增益无法随意改变，而增大电容C₃将会增大电路面积，所以调节电阻R_eq可以最直接有效地控制高通截止频率。

如图3(a)所示，给出了基于相关双采样下的缓冲级输出器2的电路原理图，同时结合图 3(b)给出的MOS管等效的控制开关时序图来说明。

图3(a)所示的缓冲级输出器2包括：信号电压开关M₁、参考电压开关M₂、控制开关M₃、 保持开关M₄、输出电平控制开关M₅、缓冲器Buffer、取样电容C₂₁和C₂₂。信号电压开关 M₁控制信号电压的输入。参考电压开关M₂控制参考电压的输入。控制开关M₃由外部信号 检测单元的输出电平SL控制，信号检测单元的输出电平SL为高电平时，说明有脑电信号 （spike）输出，控制开关M₃导通，缓冲级输出器2输出信号，反之控制开关M₃关闭，缓冲 级输出器2无输出信号。保持开关M₄用于将输出端复位为固定零电平。输出电平控制开关 M₅，在电路工作期间可视为开关闭合。信号电压开关M₁、参考电压开关M₂、控制开关M₃、 保持开关M₄和输出电平控制开关M₅都是MOS管等效开关。前置生物信号放大器1的输出 作为缓冲级输出器2的输入，缓冲级输出器2的信号输入端in连接由时钟信号S₁控制的MOS 管等效开关M₁的左端，M₁右端连接Buffer电路的输入，参考信号端V_ref连接由S₂时钟信号 控制的MOS管等效开关M₂的左端，M₂右端连接Buffer电路的输入，Buffer电路的输出连接 由SL时钟信号控制的MOS管等效开关M₃的左端，M₃的右端连接取样电容C₂₁和C₂₂的左 极板，电容C₂₁的右极板接地，电容C₂₂的右极板连接由S₃时钟信号控制的MOS管等效开关 M₄的左端和由Sel时钟信号控制的MOS管等效开关M₅的左端，开关M₄的右端接地，开关 M₅的右端为输出信号端。电容C₂₁和C₂₂同开关M₁、M₂共同构成了延迟单元。电路主要工 作在两个阶段，保持阶段和取样阶段。

1、保持阶段，信号电压开关M₁导通，参考电压开关M₂断开，控制开关M₃导通，M₄导通，M₅导通，C₂₁、C₂₂电容接地，信号电压通过源跟随器对C₂₁、C₂₂充电，使得C₂₁的左 极板和C₂₂左极板的电压V_a变为信号电压V_sig，即V_a=V_sig，图3（a）中A点处的电压即为 V_a，此时输出端短路到地，输出电压为零：V_output=0，图3（a）中B点处的电压即为V_output； 随后开关M₁断开，其他开关不变，保持阶段结束，取样阶段开始。控制开关的时钟信号处于 高电平时，对应的开关导通，否则断开。如图3(b)所示，在保持阶段，时钟信号S₁处于高电 平，时钟信号S₂处于低电平，时钟信号S₃处于高电平。所述的信号电压V_sig就是前置生物信 号放大器1输出的脑电信号的电压。

2、取样阶段，保持阶段末，信号电压开关M₁断开，参考电压开关M₂断开，控制开关 M₃导通，保持开关M₄导通，输出电平控制开关M₅导通，随后，取样开始，开关M₄断开， 其他开关不变，此时输出端悬空，电容C₂₂右极板无电荷流入流出，此时输出电压紧跟随V_a电压变化，之后，开关M₂导通，输入参考电压V_ref，此时，V_a由电压V_sig变为V_ref，同时输 出电压V_output=V_ref-V_sig；采样结束后，开关M₁导通，M₂关闭，M₄导通，进入下一个周期， 如此循环。如图3(b)所示，在取样阶段开始阶段，时钟信号S₁处于低电平，时钟信号S₂处于 低电平，时钟信号S₃处于高电平；之后，时钟信号S₃变为低电平，然后时钟信号S₂变为高 电平。图3(b)中T表示一个循环周期，λ表示采样阶段的时间，也是图5中所示的延迟时间。

如图4(a)给出了原始的脑电信号，图4(b)为原始的脑电信号通过本发明提供的读出电路 后的瞬态测试结果，图中，横坐标表示时间，单位为毫秒，纵坐标表示脑电信号的电压值， 图4(a)的电压的单位为毫伏（mV），图4(b)的电压的单位为伏（V）。由图中可以看出，采用 本发明方法能够有效地得到放大的spike脑电信号。

如图5所示，为缓冲级输出器2的等效噪声分析图，假设缓冲级输出器2的等效输入噪 声源为V_in2，则输入噪声源V_in2通过缓冲器Buffer电路，得到的信号与经由时间λ延迟后的信 号相减，得到了输出信号噪声V_out2，通过此过程进行缓冲级输出电路的噪声分析，设输入信 号噪声源V_in2的自相关函数为R_in(τ)、功率谱密度为S_in(f)，输出信号噪声V_out2的自相关函数 为R_out(τ)、功率谱密度为S_out(f)，τ表示自相关函数的变量，f是功率谱密度函数的变量，表 示频率。这里假设缓冲器Buffer电路只有一个输出极点且在分析频段以外，由图5及上述分 析过程知：

V_out2(t)=V_in2(t)-V_in2(t-λ)   （4）

对式（4）两边求自相关函数可得如下：

R_out(τ)=2R_in(τ)-R_in(τ-λ)-R_in(τ+λ)              （5）

其中λ为延迟时间，对式（5）两边求傅里叶变换可得到输入输出的功率谱密度如下：

S_out(f)=2[1-2cos(2πfλ)]S_in(f)=4sin²(2πfλ)S_in(f)  （6）

如图6(a)为不带相关双采样的Buffer电路等效输入噪声仿真结果，图6(b)为基于相关双 采样的缓冲级输出电路的等效输入噪声仿真结果，其中，横坐标表示频率，单位为Hz；纵坐 标为电压/频率Hz的开方，单位为V/sqrt(Hz)。从图6(a)和图6(b)对比可以看出，在低频段， 图6(b)中基于相关双采样的缓冲级输出电路的等效输入噪声得到了很好的抑制，图6(b)中从 频率10kHz附近开始出现震荡，随着频率的增加，等效输入噪声出现了边下降边震荡的现象， 这是因为在缓冲级输出电路的等效分析中，延迟时间λ=2.5μs，由式（6）可知，输出噪声功 率谱密度为输入噪声功率谱密度乘以一个所谓的保持因子即4sin²(2πfλ)，当频率相对很小的 时候，保持因子的值接近于零，可以推断输出噪声功率谱密度为一个很小的值，随着频率的 增加，当f*λ的值接近于0.25时，保持因子4sin²(2πfλ)逐渐接近于4，随着频率的继续增加， 由于正弦函数的特性，保持因子开始随着频率震荡增加或者减小，最大值为4，最小值为0， 并且震荡加剧。由以上分析过程可知，输出功率谱密度在低频段得到了很好的抑制，随着频 率逐渐接近于100kHz，输出功率谱密度开始上升，在100kHz处达到最大值为4S_in(f)，之后 开始震荡，理论分析与仿真结果相吻合。

本发明提出了一种基于相关双采样技术下具有噪声消除的生物脑电信号读出电路，设计 结构简单，不仅有效的提高了无线传输带宽的利用率，而且可以更好的抑制电路本身带来的 各种噪声源，适用于多通道脑电信号的植入式芯片集成。

本发明提出的具有噪声消除的相关双采样脑电信号采集读出方法，基于本发明所提出的 脑电信号采集读出电路，具体步骤如下：

第一步：由微电极阵列中的每个电极得到原始脑电信号，将原始脑电信号输入前置生物 信号放大器1；根据式(1)～(3)可知，通过调节电阻R_eq，控制前置生物信号放大器1的高通截 止频率f_H达到-3dB。

原始脑电信号不仅包含有电极带来的直流失调，且往往包含其他不同电极的干扰信息和 大量的背景噪音，信号幅度大约为50-500μV，工作在100mHz-10kHz的频率范围内，经由 本发明提供的低噪声前置放大器1适当放大原始的脑电信号，同时很好地抑制掉直流失调。

第二步：在控制开关M₃导通时，前置生物信号放大器1输出的脑电信号输入缓冲级输出 器2，输出电平控制开关M₅保持导通。缓冲级输出器2在保持阶段，导通信号电压开关M₁、 控制开关M₃和保持开关M₄，断开参考电压开关M₂，此时电容C₂₁和C₂₂接地，信号电压V_sig通过源跟随器对C₂₁、C₂₂充电，使得C₂₁的左极板和C₂₂左极板的电压V_a变为信号电压V_sig， 输出电压V_output=0。然后，断开信号电压开关M₁，缓冲级输出器进入取样阶段，取样开始后， 断开保持开关M₄，再导通参考电压开关M₂，输入参考电压V_ref，电压V_a变为V_ref，输出电 压V_output=V_ref-V_sig。

由前置生物信号放大器1得到的放大脑电信号幅度适中，其中有用的脑电信号即spike可 以很好地由缓冲级输出器2进行识别，通过外部检测电路的控制，spike输入缓冲级电路，并 通过开关M₁、M₂的断开和导通对输入信号和参考信号在一定的时间间隔下两次成功采样并 相减到达噪声消除的目的，输出高信噪比的有用脑电信号。