宽带线性频率调制连续波发射的雷达站

摘要

本发明涉及主动无线电定位领域，并且可以用于河流和航海导航的数字宽带雷达系统的设计和开发。本发明的技术任务旨在简化工厂调节，由此降低在批量生产中的装置成本。另外，该技术任务还包括提高发射信号的最大允许功率，这将不会由于接收器信号过载而妨碍雷达站的操作，从而使得反射信号的动态幅度范围扩展，同时保持了雷达性能。该装置包含有具有两个端口的CPU、显示装置、角度位置传感器、具有五个端口的主控制器、数字信号整形器、定时信号发生器、差拍信号处理单元、校正滤波器、m信道无线电信号加法器、m信道无线电信号分裂器、包含有接收和发射信道的m收发器模块以及双信道信号分裂器。

说明书

技术领域

本发明涉及主动无线电定位领域，并且可以用于河流和航海导航的 数字宽带雷达系统的设计和开发。

背景技术

现有技术包括由洛伦斯(www.lowrance.com)提出的数字宽带海用雷 达，设计用于以高距离分辨能力密切观察空间。

雷达测距仪是已知的(P.A.Bakulev/Radar Systems//Textbook for  Universities//Moscow Radio.2004,320p.,III.,p.233-234)。

已知的模拟装置被归为具有连续线性频率调制(LFM)发射的雷达系 统，其中发射信号的形成和对所接收到的信号进行处理都是以数字化形 式完成的。这种雷达系统的操作原理基于使用连续LFM探测信号和对从 由雷达定位的物体反射出的信号进行零差处理。此处，信号的发射和反 射信号的接收过程实时组合，并且有关到反射物体的距离及其反射率的 信息包含在差拍信号的频谱中。该信号形成为在发射信号和来自物体反 射信号的“瞬时”频率之间的差异。

现有技术的缺点在于在电位方面、尤其是在连续辐射的功率方面的 限制，这在解决检测具有低反射率的物体的问题时使得这些装置的使用 范围变窄。另外，在将它们用在河流勘探雷达中时，将发射信号频谱加 宽以便改善距离分辨能力受到具有串行馈送元件的窄波束线性天线阵列 的方位图(DD)杂散偏差的限制。用于河流勘探雷达的天线的技术实现对 于批量生产而言成本较高，并且这些天线的使用由于其高成本而受到限 制。

现有技术还包括由我们选择作为原型的导航雷达“River”(Manual/ ZhNKYu.464429.039RE//CJSC Scientificand Production Company Micran, City of Tomsk)，它包括CPU、显示装置、角度位置传感器、主控制器、 数字信号整形器、定时信号发生器、差拍信号处理单元、校正滤波器和 收发器模块，该收发器模块采用了两个天线来发射和接收信号。这种雷 达的操作原理是基于使用连续LFM探测信号和对从由雷达定位的物体 反射出的信号进行零差处理。此处，信号的发射和反射信号的接收过程 实时组合，并且有关到反射物体的距离及其反射率的信息包含在差拍信 号的频谱中。该信号形成为在发射信号和来自物体的反射信号的“瞬时” 频率之间的差异。

已知的技术方案的缺点包括在批量生产中难以进行工厂调整。这个 困难是由于实现高距离分辨能力需要发射的LFM信号的宽频带这个事 实造成的。这又需要使用宽带无源天线阵列，其旁瓣较少并且在信号频 率调节期间定位图的偏差较低。这种天线的批量生产需要对它们中的每 一个进行单独调谐，这导致这种工作的费用很高。

本发明提出的方案解决的主要技术问题在于简化了工厂调整，由此 降低了在批量生产中的装置成本。另外，本发明解决的技术问题还包括 提高发射信号的最大容量，这将不会由于接收器信道过载以及反射信号 的动态振幅范围扩大而妨碍雷达站的操作，同时保持雷达性能。

发明概述

在所提出的方案下，所述的技术问题是通过这样的雷达来实现的， 该雷达具有宽带线性频率调制连续波发射功能，该雷达包括CPU、显示 装置、角度位置传感器、主控制器、数字信号整形器、定时信号发生器、 差拍信号处理单元、校正滤波器和收发器模块，其中所述显示装置的输 入端通过单向接口与所述CPU的第一端口连接，所述CPU的第二端口 通过双向接口与所述主控制器的第一端口连接，所述角度位置传感器的 输出端通过单向接口与所述主控制器的第二端口连接，所述主控制器、 所述数字信号整形器以及所述差拍信号处理单元的定时输入端合并并且 连接至所述定时信号发生器的输出端，所述数字信号整形器的输入端通 过单向接口与所述主控制器的所述第三端口连接，所述主控制器的第四 端口通过双向接口与所述差拍信号处理单元的数字总线连接，并且所述 校正滤波器的输出端与所述差拍信号处理单元的输入端连接，另外包括 m-1收发器模块、m信道无线电信号加法器、m信道无线电信号分裂器， 其中m收发器模块的输出端分别与m信道无线电信号加法器的输入端连 接，m收发器模块的输入端分别与m信道输出信号分裂器连接，并且所 述收发器模块的控制总线合并并且连接至所述主控制器的第五端口，所 述m信道加法器的输出端与所述校正滤波器输入端连接，所述m信道分 裂器的输入端与所述数字信号整形器的输出端连接，而所述收发器模块 包括接收器、发射器和双信道信号分裂器，其输入端为所述收发器模块 的输入端，而所述接收器由串联连接的可调节移相器、无线电频率倍增 器、第一带通滤波器和功率放大器和混合器、串联连接的第二带通滤波 器和低噪声放大器、接收器天线元件和可调节衰减器构成，而所述功率 放大器的输出端与所述混合器的参考输入端连接，所述第二带通滤波器 的输出端与所述混合器的信号输入端连接，所述第二带通滤波器的输出 端与所述混合器的信号输入端连接，所述接收天线元件的输出端与所述 LNA的输入端连接，所述可调节移相器的输入端与所述双信道信号分裂 器的第一输出端连接，所述混合器的所述输出端与所述可调节衰减器连 接，其输出端为收发器模块的输出端，并且所述收发器模块的发射器部 分由串联连接的第一可调节移相器、第一无线电频率倍增器、第三带通 滤波器、第一可调节衰减器、第一功率放大器和发射天线元件构成，而 所述第一可调节移相器的输入端与所述双信道信号分裂器的第二输出端 连接，并且所述第一功率放大器的输出端与所述发射天线元件的输入端 连接，可调节衰减器、所述第一可调节衰减器、所述可调节移相器和所 述发射器和接收器的第一可调节移相器的控制总线合并成串行数据总 线，这由所述收发器模块控制总线控制。

因此，在所提出的解决方案中，通过将发射和接收的反射的宽带LFM 信号成形的过程空间并行化来解决技术问题。这提高了发射信号的最大 许可功率，而不会由于接收器信道过载而干扰雷达操作。

附图说明

本发明由图1显示出，其示出了所提出的连续宽带LFM雷达的功能 图。

具体实施方式

该装置包含具有两个端口的CPU1、显示装置2、角度位置传感器3、 具有五个端口的主控制器4、数字信号整形器5、定时信号发生器6、差 拍信号处理单元7、校正滤波器8、m信道无线电信号加法器9、m信道 无线电信号分裂器10、包含有接收和发射信道的m收发器模块11和双 信道信号分裂器12。定时信号发生器6的输出端与主控制器4、数字信 号整形器5和差拍信号处理单元7的定时器输入端连接，显示装置2的 输入端通过单向接口与CPU1的第一端口连接，CPU1的第二端口通过 双向接口与主控制器4的第一端口连接。角度位置传感器3的输出端通 过单向接口与主控制器4的第二端口连接，数字信号整形器5的输入端 通过单向接口与主控制器4的第三端口连接，差拍信号处理单元7的数 字端口通过双向接口与主控制器4的第四端口连接。m收发器模块11的 输出端与m信道无线电信号加法器9的输入端连接，并且每个m收发器 模块11的双信道信号分裂器12的输入端与m信道无线电信号分裂器10 的输出端连接。m信道无线电信号加法器9的输出端与校正滤波器8的 输入端连接，该校正滤波器8的输出端与差拍信号处理单元7的模拟输 入端连接。m收发器模块11的控制总线合并为单向串行数据总线与主控 制器4的第五端口连接。

每个m收发器模块11的接收信道由串联连接的可调节移相器13、 信号频率倍增器14、第一带通滤波器15、放大器16和混合器17，以及 串联连接的第二带通滤波器18、LNA19和接收天线元件20和可调节衰 减器21构成，而放大器16的输出端与混合器17的参考输入端连接，可 调节移相器13的输入端与双信道信号分裂器12的第一输出端连接，第 二带通滤波器18的输出端与混合器17的信号输入端连接，接收天线元 件20的输出端与LNA19的输入端连接，并且混合器17的输出端与可调 节衰减器21的输入端连接。

每个m收发器模块11的发射信道由串联连接的第一可调节移相器 22、第一无线电频率倍增器23、第三带通滤波器24、第一可调节衰减器 25和第一功率放大器26和发射天线元件27构成，而发射天线元件27 的输入端与第一放大器26的输出端连接，并且第一可调节移相器22的 输入端与双信道信号分裂器12的第二输出端连接。

可调节移相器13和第一可调节移相器22以及可调节衰减器21和第 一可调节衰减器25的控制总线合并成单向串行数据总线，其是收发器模 块11的主总线。可调节衰减器21的输出端为收发器模块11的输出端。

所提出的技术方案的天线系统通过两个相同的m信道阵列形成，一 个接收并且一个发射，每个都为分别由m个接收天线元件20和m个发 射天线元件27构成的线性单天线阵列。这些元件为收发器模块11的一 部分，每个在功能上分为接收和发射信道。在结构上，收发器模块11如 此设计，从而在特定的空间布置中，接收天线元件20和发射天线元件27 形成两个相同的线性阵列，分别为接收和发射阵列，并且其孔径线平行 并且间隔一些垂直距离。

所提出的具有连续宽带LFM信号的雷达如下操作：当主控制器4发 出指令，数字信号整形器5产生出带宽为Δω的中间频率连续循环LFM 信号。该信号馈送给m信道信号分裂器10的输入端并且从其输出端馈送 给每个m收发器模块11的双信道信号分裂器12的输入端。从双信道信 号分裂器12的第二输出端，将信号馈送给第一可调解移相器22，其频率 通过第一信号频率倍增器23倍增n倍，并且通过第三带通滤波器24滤 波。在将LFM信号倍增n倍时，其频谱扩大n倍，并且它等于：

Δω_c=n·Δω，

因此，第三带通滤波器24的带宽等于：

Δω_пФ=Δω_c=n·Δω。

来自第三带通滤波器24的输出信号发送给第一可调解衰减器25，并 且通过第一功率放大器26放大，并且通过发射天线元件27发射到空间 中。因此，收发器模块11的m个发射天线元件27中的每一个具有以下 带宽的发射周期性重复的LFM信号：

Δω_c=n·Δω，

在这种情况下，天线27的第i个发射元件的LFM信号的相对相位 φ_i和幅度α_i按照所需的方式通过单独调节每一个m收发器模块11中的 第一可调节移相器22和第一可调解衰减器25来设定。

为了在发射天线阵列的方向图中实现最小的旁瓣电平，所有发射天 线元件27必须同相发射，并且主DD波瓣的轴线必须与发射天线阵列的 孔径线垂直。这是通过在调谐雷达时，控制第一可调节移相器22来实现 的。由第i个发射天线元件27发射出的信号的幅度必须与在设计阶段期 间选择的沿着发射天线阵列的孔径的场分布匹配。这是通过在调谐雷达 时，通过第一可调节衰减器25进行控制来实现的。为了确保发射天线阵 列的DD在信号频率变化期间不会形成任何寄生偏差，用于从m信道信 号分裂器10的输出端到双信道信号分裂器12的输入端的m条信道中的 每一条的电信号通路的长度应该匹配为在发射信号的波长范围内。

在上述条件下，发射天线阵列的DD具有一个球形最大瓣和旁瓣， 其水平明显低于球形最大瓣(通常为25-30dB)。如上所述，通过在设计阶 段期间选择的场沿着接收和发射天线阵列的孔径的幅度分布来确定旁瓣 电平。

从位于发射天线阵列的DD的主瓣中的物体反射出的LFM信号由接 收天线阵列的m个接收天线元件20中的每一个接收。第i个收发器模块 11的接收天线元件20的输出信号由低噪声放大器(LNA)19放大，通过具 有以下带宽的第二旁通滤波器18过滤：

Δω_c=n·Δω，

并且，进入到混合器17的信号输入端中。混合器17的参考输入端 接收来自功率放大器16的输出端的放大信号。馈送给功率放大器16的 输入信号为来自第一双信道信号分裂器12的输出信号，其已经穿过可调 节移相器13、穿过信号频率14的n倍倍增器，并且穿过具有以下带宽的 第一旁通滤波器15：

Δω_c=n·Δω。

混合器17的参考信号和从单独“点”物体反射出的无线电信号都具 有相同的时间和频率结构，即为具有矩形封套的LFM信号，并且具有由 到反射信号所来自的物体的距离限定的相互时间移位。鉴于此，在m个 收发器模块11中的每一个的混合器17的输出端上形成了其波谱清楚显 示出到物体的距离及其有效的雷达横截面(RCS)的视频信号(差拍信号)。 在m个收发器模块11的每一个中，混合器17的输出信号被馈送给可调 节衰减器21的输入端，并且从其输出端发送给m信道无线电信号加法器 9的适当的输入端。如果从接收天线元件20的输出端到m信道无线电信 号加法器9的输入端的信号传输合成系数的幅度是相同的，并且其绝对 值与沿着发射天线的孔径的幅度场分布成正比，那么所有m个收发器模 块11中的输出差拍信号同相形成。在这种情况下，由m个接收天线元件 20形成的接收器天线阵列的DD与发射天线阵列的DD相同。正如发射 天线阵列一样，接收天线阵列的DD不取决于信号频率，即随着在操作 范围内的信号频率变化，它没有显示出任何主瓣的杂散偏差。频率依赖 性的存在是由于这样的事实导致的，即用于从m信道信号分裂器10到双 信道无线电信号分裂器12的输入端的m条信道中的每一条的电信号路径 的长度在信号线路设计阶段期间匹配在发射信号波长范围内。用于收发 器模块11的接收信道的合成传输系数的幅度的等同性是通过在雷达调谐 过程中控制可调节移相器13来实现的。用于收发器模块11的接收信道 的传输系数所需的绝对值是通过在雷达调谐过程中单独调节可调节衰减 器21来获得的。

因此，当上述条件得以满足，在m信道无线电信号加法器9的输出 端处形成差拍信号。m信道无线电信号加法器9的视频输出由校正滤波 器8进行滤波，这减少了低频信号，并且该视频输出从校正滤波器8馈 送给差拍信号处理单元7，在那里对于每次“扫描”（调制周期）发射 LFM信号而言对差拍信号进行傅立叶变换。傅立叶变换绘制出到在雷达 视野中的物体的距离以及与那些物体的RCS成正比的反射信号的水平。 对于每次“扫描”LFM信号的傅立叶变换由主控制器4以数字形式输送 给中央处理器。中央处理器产生出用于显示装置2的视频信号，其中实 际上形成雷达图像。每个傅立叶变换显示为从雷达图像的中央延伸出的 亮度线。从图像中央延伸出的直线的方位角方向与接收和发射天线的DD 轴线的方位角方向一致。有关在发射LFM信号时天线的DD轴线的角度 位置的信息从天线方位角位置传感器3发送给主控制器4，并且传送给中 央处理器1。在线上的每个点的亮度与物体的RCS成正比；其离图像中 央的距离与物体离雷达天线位置的距离成正比。在该组件中的所有模块 的操作通过来自定时信号发生器6的信号而同步。

对可调节移相器13和第一可调节移相器22、可调节衰减器21和第 一可调节衰减器25进行单独软件级控制能够完全自动地调谐所要求保护 的雷达，这大大降低了雷达系统大规模生产的生产成本。

还有，由于信号发射和接收过程在空间中并行到m个信道中，所以 与原型装置相比，不会使得接收通道过载的具有连续宽带LFM发射的雷 达的最大发射功率可以增大m倍，这将使得具有连续宽带LFM发射的 雷达站的范围增大(根据无线电定位的基本方程)。

由于由频率倍增器14产生出的噪声和由在收发器模块11的信道中 的第一无线电信号频率倍增器23产生出的噪声相互独立，所以雷达站的 整个发射噪声系数比原型装置的要低倍，这是所要求保护的雷达的另 一个有益特征，因为它能够增大在信号频率倍增器14以及第一信号频率 倍增器23中的频率倍增系数n，同时保持等同的噪声发射水平。这可以 明显提高雷达的操作频率，例如从9430MHz提高至33GHz(河流雷达操 作范围)，同时扩展了发射信号的带宽。