采用有源储能电容变换器的AC/DC变换器

摘要

本发明的采用有源储能电容变换器的AC/DC变换器，包括AC/DC变换器主功率电路(1)、有源储能电容变换器主功率电路(2)和控制电路，所述控制电路包括输入电压差分采样电路(3)、移相电路(4)、整流电路(5)、峰值取样电路(6)、信号调理电路(7)、开方电路(8)、乘法器(9)、PWM调制和开关管驱动电路(10)。通过在AC/DC变换器主功率电路(1)中引入有源储能电容变换器主功率电路(2)及其控制电路，并接在AC/DC变换器主功率电路(1)的直流母线上，在保证输入功率因数为1的条件下，将相同电压定额的储能电容容值大大减小，可以采用薄膜电容或瓷片电容等小容量长寿命的电容，克服了采用电解电容作为储能电容而存在体积大和使用寿命短的缺陷，具有显著提高电源功率密度和延长变换器寿命等优点。

说明书

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种采用有源储能电容 变换器的AC/DC变换器。

背景技术

随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，在AC/DC变换器中， 功率因数校正(power factor correction，PFC)技术可以减小电流谐波，提高输入功率因数 (power factor，PF)，已得到广泛应用。

AC/DC变换器中，由于瞬时输入功率是脉动的，而输出功率是恒定的，因此需要储 能电容来平衡瞬时输入功率和输出功率之间的差值。电解电容具有耐压高、容值大的特 点，被广泛的用作传统AC/DC变换器的储能电容。但是，电解电容体积较大，寿命通常 只有几千小时，影响了电源功率密度的进一步提高，制约了电源寿命。

发明内容

本发明的目的在于提供一种功率密度高、寿命长的采用有源储能电容变换器的 AC/DC变换器，能够减小储能电容的电容值、采用薄膜电容或瓷片电容。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种采用有源储能电容变换器的AC/DC变换 器，包括AC/DC变换器主功率电路、有源储能电容变换器主功率电路和控制电路：所 述AC/DC变换器主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、 PFC变换器、DC/DC变换器、负载R_Ld；所述的有源储能电容变换器主功率电路包括第 一开关管Q₁、第二开关管Q₂、电感L_scc、储能电容C_scc，其中第一开关管Q₁的漏级与 PFC变换器输出的直流母线电压正极连接，第一开关管Q₁的源级分别与第二开关管Q₂的漏级、电感L_scc的一端连接，电感L_scc的另一端与储能电容C_scc的阳极连接，第二开 关管Q₂的源级、储能电容C_scc的阴极均与PFC变换器输出的直流母线电压负极连接； 所述控制电路采用变化规律为的占空比的输出信号驱动第一开关 管Q₁、采用变化规律为的占空比的输出信号驱动第二开关管 Q₂，其中P_o为AC/DC变换器的输出功率，ω_L为输入电压源v_in的角频率，c_scc为储能电 容C_scc的电容值，V_CB为PFC变换器输出的直流母线电压。

所述控制电路包括输入电压差分采样电路、移相电路、整流电路、峰值取样电路、 信号调理电路、开方电路、乘法器、PWM调制和开关管驱动电路；其中差分采样电路 的输出端C与移相电路的输入端连接，移相电路的输出端与整流电路的输入端D连接， 整流电路的输出端I分别与峰值取样电路的输入端和乘法器第一输入端v_x连接，峰值取 样电路的信号输出端L与乘法器的第三输入端v_z连接，AC/DC变换器主功率电路中的 电流互感器CT检测DC/DC变换器的输入直流母线电流I_B，电流互感器CT的输出与信 号调理电路的输入端M连接，信号调理电路的输出端N与开方电路的输入端连接，开 方电路的输出信号与乘法器的第二输入端v_y连接，乘法器的输出端与PWM调制和开关 管驱动电路的输入端连接，PWM调制和开关管驱动电路的一个输出端与有源储能电容 变换器主功率电路中的第一开关管Q₁的门极相连，另一个输出端与有源储能电容变换 器主功率电路中的第二开关管Q₂的门极相连。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：（1）可以在保证输入功率因数为1的条 件下，将相同电压定额的储能电容的电容值大大减小；（2）可以采用薄膜电容或瓷片 电容等小容量长寿命的电容；（3）能够显著提高电源功率密度、延长变换器寿命。

附图说明

图1是传统两级式AC/DC变换器模块示意图。

图2是图1中AC/DC变换器在输入功率因数为1时输入电压、输入电流、瞬时输 入功率和储能电容电压的波形图。

图3是并联有源储能电容变换器后AC/DC变换器的示意图。

图4是有源储能电容变换器的主电路结构图，其中(a)Buck/Boost双向变换器，(b) 是Boost/Buck双向变换器，(c)Buck-Boost双向变换器。

图5是引入Buck/Boost双向变换器后的AC/DC变换器在输入功率因数为1时输入 电压、输入电流、瞬时输入功率和储能电容电压的波形图。

图6是本发明采用有源储能电容变换器的AC/DC变换器的电路结构图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作出进一步详细说明。

1、传统的PFC变换器

结合图1两级式AC/DC变换器模块图，不关注内部的拓扑和控制方式，将其看作“黑 盒子”，研究储能电容的纹波电压与电容容值的关系。为了分析方便，先作两个假设：

1)输出电压纹波与其直流量相比很小；2)所有器件均为理想元件，无损耗。

定义PFC变换器的输入电压v_in(t)为：

v_in(t)＝V_msinω_Lt                 (1)

其中V_m是输入交流电压的幅值，ω_L是输入交流电压的角频率，t为时间。

当输入功率因数为1时，PFC变换器的输入电流i_in(t)可表示为：

i_in(t)＝I_msinω_Lt                        (2)

其中I_m是输入交流电流的幅值。

由式(1)和(2)可以推出瞬时输入功率P_in(t)为：

$P_{\mathrm{in}}\left(t\right)=v_{\mathrm{in}}\left(t\right)·i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{V_m{I}_m}{2}·(1-\cos 2{\omega }_{L}t)---\left(3\right)$

在一个工频周期内，输入功率平均值p_in为：

$P_{\mathrm{in}}=\frac{1}{\pi }{\int }_0^{\pi }{P}_{\mathrm{in}}\left(t\right)d{\omega }_{L}t=\frac{1}{\pi }{\int }_0^{\pi }\frac{V_m{I}_m}{2}·(1-\cos 2{\omega }_{L}t)d{\omega }_{L}t=\frac{V_m{I}_m}{2}---\left(4\right)$

假设输出电压纹波与其直流量相比很小，则输出功率P_o可表示为：

P_o＝V_oI_o                      (5)

其中V_o为输出电压，I_o为输出电流。

假设PFC变换器的效率为100%，那么其工频周期内的平均输入功率等于输出功率， 由式(4)和(5)可得：

$\frac{V_m{I}_m}{2}=V_o{I}_o---\left(6\right)$

图2给出了当输入功率因数为1时，输入电压、输入电流、瞬时输入功率和储能电容 电压的波形。从图2可以看出，在半个工频周期内，当瞬时输入功率大于输出功率时， 储能电容C_B充电；当瞬时输入功率P_in(t)小于输出功率P_o时，储能电容C_B放电。因此， 储能电容C_B在半个工频周期中储存能量的最大差ΔE为：

$\mathrm{\Delta E}={\int }_{\pi /4}^{3\pi /4}[P_{\mathrm{in}}\left(t\right)-P_o]d{\omega }_{L}t=\frac{P_o}{{\omega }_L}---\left(7\right)$

根据储能电容能量与其电压的关系有：

$\mathrm{\Delta E}=\frac{1}{2}{c}_B[{(V_{\mathrm{CB}}+\frac{V_{\mathrm{cpp}}}{2})}^2-{(V_{\mathrm{CB}}-\frac{V_{\mathrm{cpp}}}{2})}^2]=c_B·V_{\mathrm{CB}}·V_{\mathrm{cpp}}---\left(8\right)$

其中c_B为储能电容C_B的电容值，V_CB为储能电容平均电压，V_cpp为储能电容电压峰峰值。

由式(7)和(8)可得储能电容容值c_B与其纹波电压峰峰值V_cpp、电压平均值V_CB的关系 为：

$c_B=\frac{\mathrm{\Delta E}}{V_{\mathrm{CB}}·V_{\mathrm{cpp}}}=\frac{P_o}{{\omega }_L·V_{\mathrm{CB}}·V_{\mathrm{cpp}}}---\left(9\right)$

从式(9)可以看出，当输入交流电压的角频率ω_L和储能电容平均电压V_CB一定时，储 能电容c_B与储能电容电压峰峰值V_cpp成反比，即储能电容电压峰峰值V_cpp越小，所需储 能电容的电容值c_B越大；储能电容的电容值c_B与输出功率P_o成正比，即输出功率P_o越 大，所需储能电容的电容值c_B越大。

一般来说，PFC变换器的输出电压平均值被控制为某一值。根据式(9)可知，若减小 储能电容的电容值c_B，则其电压纹波即储能电容电压峰峰值V_cpp将变大，这样会导致前 后级变换器的功率器件电压应力增加。

2、采用有源储能电容变换器的AC/DC变换器

从上面的分析可以看出，储能电容的主要目的是平衡瞬时输入功率和输出功率，因 此，如果在PFC变换器的输出侧并联一个变换器，如附图3所示，该变换器用来平衡瞬时 脉动的输入功率和恒定的输出功率，那么储能电容的容量可以大幅度减小，只需用来滤 除开关频率的电流脉动。由于该变换器是用来替代储能电容的，因此可称为储能电容变 换器。

当瞬时输入功率大于输出功率时，多余的能量通过储能电容变换器双向变换器存储 到储能电容C_scc上，此时C_scc充电。当输入功率小于输出功率时，不足的能量由C_scc通过 储能电容双向变换器提供，此时C_scc放电。由于储能电容变换器需要双向提供能量，因 此它是一个双向变换器，可以采用Buck/Boost双向变换器如图4(a)、Boost/Buck双向变换 器如图4(b)或者Buck-Boost双向变换器如图4(c)。

3、采用Buck/Boost双向变换器作为储能电容变换器的AC/DC变换器

本节讨论采用Buck/Boost双向变换器作为储能电容变换器。与直接并接在直流母线 上的储能电容不一样的是，储能电容C_scc的电压可以有很大的脉动，也就是说，当PFC 变换器的输入功率小于输出功率时，储能电容C_scc可释放其存储的全部能量，其电压可 从最大值减至零；当PFC变换器的输入功率大于输出功率时，储能电容C_scc吸收能量， 其电压从零上升至最大值，实现“满充满放”。

Buck/Boost双向变换器吸收或释放的瞬时功率P_scc等于瞬时输入功率P_in(t)与输出功 率P_o之差，由式(3)、(5)和(6)可得：

P_scc(t)＝P_in(t)-P_o＝-P_ocos2ω_Lt              (10)

结合图1可得储能电容C_scc存储的瞬时能量为：

$\frac{c_{\mathrm{scc}}{v}_{\mathrm{scc}}^2\left(t\right)}{2}=0+{\int }_{\pi /4}^{{\omega }_{L}t}(-P_o\cos 2{\omega }_{L}t)d{\omega }_{L}t---\left(11\right)$

c_scc为储能电容C_scc的电容值；

由上式可得储能电容的电压表达式为：

$v_{\mathrm{scc}}\left(t\right)=\sqrt{\frac{2P_o}{{\omega }_L{c}_{\mathrm{scc}}}}\left|\sin ({\omega }_{L}t-\frac{\pi }{4})\right|=v_{\mathrm{scc},m}\left|\sin ({\omega }_{L}t-\frac{\pi }{4})\right|---\left(12\right)$

其中，为储能电容C_scc的电压峰值。

由式(12)可知，储能电容电压波形与输入电压整流后的波形一致，相位滞后其π/4， 如附图5所示。

由式(12)可得

$c_{\mathrm{scc}}=\frac{2P_o}{{\omega }_L{v}_{\mathrm{scc},m}^2}---\left(13\right)$

对于Buck/Boost双向变换器而言，其储能电容C_scc的电压的最大值可为V_CB，因此 根据式(9)和式(13)可得：

$\frac{c_{\mathrm{scc}}}{c_B}=\frac{2V_{\mathrm{cpp}}}{V_{\mathrm{CB}}}---\left(14\right)$

如果PFC变换器的输出功率P_o为60W，V_CB=400V，纹波峰峰值V_cpp=4V，则 c_B=120μF，而c_scc=2.4μF。因此，采用Buck/Boost双向变换器可以大大减小电容量，这 样储能电容C_scc可以采用薄膜电容或瓷片电容，提高电源的寿命。

4、Buck/Boost双向变换器的控制方法

由前面的分析可知，当储能电容C_scc实现满充满放的情况下，其电压波形与输入电 压整流后的波形一致，相位滞后其π/4。因此Buck/Boost双向变换器可以采用SPWM控 制，使其电压满足前面的要求，即可平衡PFC变换器的瞬时脉动输入功率和输出功率。

结合图4(a)，由式(12)可推出，第一开关管Q₁的占空比d为：

$d\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{scc}}}{V_{\mathrm{CB}}}=\frac{\sqrt{\frac{2P_o}{{\omega }_L{c}_{\mathrm{zcc}}}}\left|\sin ({\omega }_{L}t-\frac{\pi }{4})\right|}{V_{\mathrm{CB}}}---\left(15\right)$

若锯齿波的幅值为V_RAMP,则调制波电压v_d的表达式为：

$v_d=d·V_{\mathrm{RAMP}}=\frac{\sqrt{\frac{2P_o}{{\omega }_L{c}_{\mathrm{scc}}}}\left|\sin ({\omega }_{L}t-\frac{\pi }{4})\right|}{V_{\mathrm{CB}}}·V_{\mathrm{RAMP}}$

$=\frac{\sqrt{\frac{{2V}_{\mathrm{CB}}{I}_B}{{\omega }_L{c}_{\mathrm{scc}}}}\left|\sin ({\omega }_{L}t-\frac{\pi }{4})\right|}{V_{\mathrm{CB}}}·V_{\mathrm{RAMP}}=\sqrt{\frac{2}{{\omega }_L{c}_{\mathrm{scc}}{V}_{\mathrm{CB}}}}·V_{\mathrm{RAMP}}·\sqrt{I_B}·\left|\sin ({\omega }_{L}t-\frac{\pi }{4})\right|$   (16)

式(16)中I_B为后级DC/DC变换器的输入电流。

在变换器正常工作的情况下，由于负载的变化，式(16)中唯一的变量是I_B。根据式(16) 可以设计该有源滤波电路的控制电路，输入电压经差分采样后通过RC电路使其移相π/4， 该信号经整流后分为两路，一路与乘法器的第一个输入端相连，另一路经分压和峰值取 样后与乘法器的第二个输入端相连，采样直流母线电流大小的电压信号v_IB经开方电路后 与乘法器的第三个输入端相连，乘法器的输出与锯齿波交截即可以获得如式(15)的占空 比信号。之所以不采取直接将输入电压通过RC电路移相再经桥式电路整流的方法，是 为了避免与主功率电路短路。

5、本发明采用有源储能电容变换器的AC/DC变换器

结合图6，本发明采用有源储能电容变换器的AC/DC变换器，包括AC/DC变换器 主功率电路1、有源储能电容变换器主功率电路2和控制电路：所述AC/DC变换器主 功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、PFC变换器、DC/DC 变换器、负载R_Ld；所述的有源储能电容变换器主功率电路2包括第一开关管Q₁、第二 开关管Q₂、电感L_scc、储能电容C_scc，其中第一开关管Q₁的漏级与PFC变换器输出的 直流母线电压正极连接，第一开关管Q₁的源级分别与第二开关管Q₂的漏级、电感L_scc的一端连接，电感L_scc的另一端与储能电容C_scc的阳极连接，第二开关管Q₂的源级、储 能电容C_scc的阴极均与PFC变换器输出的直流母线电压负极连接；所述控制电路采用变 化规律为的占空比的输出信号驱动第一开关管Q₁、采用变化规律 为的占空比的输出信号驱动第二开关管Q₂，其中P_o为AC/DC 变换器的输出功率，ω_L为输入电压源v_in的角频率，c_scc为储能电容C_scc的电容值，V_CB为 PFC变换器输出的直流母线电压。所述储能电容C_scc的为薄膜电容或瓷片电容。

所述控制电路包括输入电压差分采样电路3、移相电路4、整流电路5、峰值取样 电路6、信号调理电路7、开方电路8、乘法器9、PWM调制和开关管驱动电路10； 其中差分采样电路3的输出端C与移相电路4的输入端连接，移相电路4的输出端与整 流电路5的输入端D连接，整流电路5的输出端I分别与峰值取样电路6的输入端和乘 法器9的第一输入端v_x连接，峰值取样电路6的信号输出端L与乘法器9的第三输入端 v_z连接，AC/DC变换器主功率电路1中的电流互感器CT检测DC/DC变换器的输入直 流母线电流I_B，电流互感器CT的输出与信号调理电路7的输入端M连接，信号调理电 路7的输出端N与开方电路8的输入端连接，开方电路8的输出信号与乘法器9的第二 输入端v_y连接，乘法器9的输出端与PWM调制和开关管驱动电路10的输入端连接， PWM调制和开关管驱动电路10的一个输出端与有源储能电容变换器主功率电路2中的 第一开关管Q₁的门极相连，另一个输出端与有源储能电容变换器主功率电路2中的第 二开关管Q₂的门极相连。

所述输入电压差分采样电路3包括运第一算放大器IC₁、第一电阻R₁、第二电阻R₂、 第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇；其中第一电阻 R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃串联接于输入电压源v_in两端，第一电阻R₁和第二电阻 R₂的连接端通过第五电阻R₅连接到第一算放大器IC₁的同相输入端，第一算放大器IC₁的同相输入端通过第六电阻R₆连接到参考电位零点，第二电阻R₂和第三电阻R₃的连接 端通过第四电阻R₄连接到第一算放大器IC₁的反相输入端，第一算放大器IC₁的反相输 入端通过第七电阻R₇连接到第一算放大器IC₁的输出端C。

所述移相电路4包括第八电阻R₈和第一电容C₁，其中第八电阻R₈的一端与第一算 放大器IC₁的输出端C连接，第八电阻R₈的另一端与第一电容C₁连接，第一电容C₁的另一端连接到参考电位零点，第八电阻R₈与第一电容C₁的连接点与整流电路5的输 入端D连接。

整流电路5包括第二运算放大器IC₂、第三运算放大器IC₃、第十二电阻R₁₂、第十 三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二 极管D₄；其中第十三电阻R₁₃的一端与整流电路(5)的输入端即第三运算放大器IC₃的同 相输入端D连接、另一端与第二运算放大器IC₂的反相输入端E连接，第十二电阻R₁₂的一端和第一二极管D₁的阳极均连接到第二运算放大器IC₂的反相输入端E，第一二极 管D₁的阴极和第二二极管D₂的阳极均与第二运算放大器IC₂的输出端F连接，第十二 电阻R₁₂的另一端和第二二极管D₂的阴极均与整流电路5的输出端I连接，第十四电阻 R₁₄的一端与第三二极管D₃的阳极均连接到第三运算放大器IC₃的反相输入端G，第三 二极管D₃的阴极和第四二极管D₄的阳极均与第三运算放大器IC₃的输出端H连接，第 十四电阻R₁₄的另一端和第四二极管D₄的阴极均与整流电路5的输出端I连接。

峰值取样电路6包括第四运算放大器IC₄、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电 阻R₁₁、第五二极管D₅、第二电容C₂；其中第九电阻R₉的一端为峰值取样电路6的输 入端，该输入端与整流电路5的输出端I连接，第九电阻R₉的另一端和第十电阻R₁₀的 一端均连接到第四运算放大器IC₄的同相输入端，第十电阻R₁₀的另一端连接到参考电 位零点，第四运算放大器IC₄的反相输入端与第四运算放大器IC₄的输出端K连接，第 四运算放大器IC₄的输出端K通过第十一电阻R₁₁接入第五二极管D₅的阳极，第五二极 管D₅的阴极和第二电容C₂的一端相连且该连接点为峰值取样电路6的输出端L，第二 电容C₂的另一端连接到参考电位零点。

所述PWM调制和开关管驱动电路10包括PWM集成IC电路和两个驱动电路，PWM 集成IC电路输出两路信号分别连接至两个驱动电路，其中PWM集成IC电路可以采用 UC3525、UC3825、UC3843或UC3844等型号。第一运算放大器IC₁～第四运算放大器 IC₄可以采用TL074、TL072、LM358或LM324等型号，乘法器9采用集成IC电路或 分立器件组成，开方电路8采用集成IC电路或分立器件组成。

综上所述，本发明的用于AC/DC变换器的有源储能电容变换器，可以在保证输入 功率因数为1的条件下，将相同电压定额的储能电容容值大大减小，可以采用薄膜电容 或瓷片电容等小容量长寿命的电容，克服了采用电解电容作为储能电容而存在体积大和 使用寿命短的缺陷，具有能显著提高电源功率密度和延长变换器寿命等优点。