免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机及其抗扰方法

摘要

本发明提出了一种免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机及其抗扰方法。它将AM(MW)波段细分成数个子频段，然后利用微处理器以及工作于1MHz以下的、可以灵活切换工作频率的开关电源，分别交替采用两种不同的开关电源工作频率，最终在保留开关电源发热量低、可靠性高等固有优点的同时，消除了机内开关电源工作频率基波及其谐波对FM、AM(MW)收音电路的严重干扰，大大改善了此类收音机的接收效果。

说明书

技术领域

本发明涉及无线电信号接收装置及其抗电磁干扰技术领域，尤其涉及一种 免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机及其抗扰方法。

背景技术

现代车载音响功能越来越多、电路越来越复杂，而其内部空间却非常有限。 为了降低机内温度、提升音响的可靠性及延长其使用寿命，除了需要采用厚度 和表面积均比较大的优质散热器外，还需要尽量多采用高效率的电路，以降低 内部电路的发热量。但增大散热器不仅会受到整机结构尺寸的限制，而且还会 增加成本；而要降低电路的发热量，除了要多采用低功耗的用电电路之外，还 需要多采用高效率的开关电源。但是开关电源在带来高效率的同时，不可避免 地带来了电磁干扰问题（通过辐射和传导两种方式进行干扰。一般开关电源负 载越重，干扰也就越严重）。由于车载音响内部空间非常有限，对其所必备的 FM、AM(MW)收音机来说，这种干扰表现得尤为严重，特别是AM(MW)波段，采 用常规办法很难彻底解决。其具体表现通常是：当开关电源的开关频率及其谐 波频率正好落在收音机当前接收波段之中，那么这些频点的噪限灵敏度将很难 达标；假如收音机正在接收该频率的弱信号电台，则很容易从喇叭中听到极强 的差拍啸叫噪音（如果电台信号较强，则啸叫声相对会比较弱），以至于完全 无法正常收听广播节目。

降低机内开关电源干扰车载FM、AM(MW)收音机强度的常规办法如下：

一.收音模式下尽可能彻底关闭所有开关电源，但这有时是不现实的（比 如显示电路、USB接口等所用的开关电源此时一般就不能关闭）；

二.电路PCB布局的时候尽可能拉开开关电源和收音电路之间的距离，对 于内部空间非常有限的车载音响来说，该项措施的效果很有限；

三.分别用屏蔽罩将开关电源和收音电路同时屏蔽起来。这不仅会增大成 本，而且屏蔽罩无法完全屏蔽掉中低频电磁波（开关电源通常工作于30KHz～ 2MHz的中低频），另外还有一部分电磁干扰会通过地线或电源线传导的方式干 扰收音机；

四.将开关频率提高到AM(MW)波段最高接收频率1.7M或之上，但其高次 谐波很有可能对FM波段造成较严重的干扰，会形成多个干扰频点，故一般不 可取；而采用1.7MHz以下单一开关频率，其基波及谐波会在AM(MW)波段内形 成一个或多个用常规办法无法回避掉的干扰频点。显然这种办法无法同时解决 机内开关电源对FM、AM(MW)两个波段的干扰。

发明内容

本发明旨在免受现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种免受 开关电源干扰的车载FM/AM收音机及其抗扰方法。为了实现本发明的上述目 的，当收音机接收不同频率范围内的AM(MW)电台时，分别对应采用两种不同 的开关电源工作频率（均低于1MHz），从而巧妙地回避了内部开关电源工作 频率基波及其谐波对FM/AM收音机的干扰。

本发明公开一种免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，包括：微处理器， 数字调谐收音模块、开关电源;

所述微处理器与数字调谐收音模块连接,在AM(MW)模式下所述微处理器 将当前接收频率数据依次与设定好的各AM(MW)子频段划分点频率数据进行比 较，以确定当前接收频率的AM(MW)子频段分属；

所述微处理器与所述开关电源连接，所述微处理器根据上述已确定的子频 段分属对开关电源的工作频率进行控制；所述开关电源在所述数字调谐收音模 块接收不同AM(MW)子频段的电台时分别交替采用两种不同的开关电源工作频 率。

上述技术方案的有益效果为：微处理器根据当前AM(AM)接收频率的子频 段分属关系，强制内部开关电源工作于不同的、对应的频率，最终有效地避开 了开关电源工作频率基波及其谐波对车载FM/AM收音机的干扰。

所述的免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，优选的，所述开关电源包 括：外同步控制端子;

所述外同步控制端子一端连接开关电源，另一端连接微处理器；微处理器 输出同步时钟信号时，开关电源同步工作于对应频率；微处理器未输出同步时 钟信号时，开关电源工作于默认设置频率；两种工作频率均低于1MHz。

上述技术方案的有益效果为：微处理器直接输出同步时钟信号到开关电 源，以改变开关电源的工作频率，该控制电路比较简单。同步时钟信号可以通 过锁相环频率合成技术或直接分频等方法获取。

所述的免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，优选的，所述开关电源还 包括：频率设置端子、N-MOS场效应晶体管、第一电阻和第二电阻；

微处理器连接所述N-MOS场效应晶体管的栅极，所述N-MOS场效应晶体管 的源极接地，所述第一电阻和第二电阻串联后，在所述第一电阻和第二电阻的 串联节点处连接所述N-MOS场效应晶体管的漏极，第一电阻另一端连接所述开 关电源频率设置端子，第二电阻另一端接地；微处理器输出高电平时所述 N-MOS场效应晶体管导通，第二电阻被短路，所述开关电源工作在由第一电阻 所设置的较高频率；微处理器输出低电平时所述N-MOS场效应晶体管截止，所 述可变频开关电源工作在第一电阻和第二电阻的总电阻所设置的较低频率；两 种工作频率均低于1MHz。

上述技术方案的有益效果为：不要求开关电源具备外同步端子，只需要具 有普通频率设置端子即可，微处理器也只需要输出高、低两种电平的控制信号。

所述的免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，优选的，所述开关电源还 包括：所述第一电阻的阻值大于所述第二电阻的阻值。

上述技术方案的有益效果为：可以保证低、高两种开关电源工作频率的频 率差异不至于太大。

本发明还公开了一种车载FM/AM收音机免受开关电源干扰的方法，以下简 称免受开关电源干扰的方法，包括：

步骤1，根据数字调谐收音模块AM(MW)波段接收频率范围计算和选择高、 低开关电源工作频率；根据计算和选择的高、低开关电源工作频率，计算最佳 AM(MW)子频段划分点，然后根据实际情况对数据进行相应处理；

步骤2，在AM(MW)模式下所述微处理器将当前接收频率数据依次与各 AM(MW)子频段划分点的频率数据进行比较，以确定当前接收频率的子频段分 属；所述微处理器根据上述已确定的AM(MW)子频段分属对开关电源的工作频 率进行相应的控制，即所述开关电源在所述数字调谐收音模块接收不同 AM(MW)子频段的电台时分别交替采用两种不同的开关电源工作频率；两种工作 频率均低于1MHz。

上述技术方案的有益效果为：微处理器根据当前AM(AM)接收频率的子频 段分属关系，强制内部开关电源工作于不同的、对应的频率，最终有效地避开 了开关电源工作频率基波及其谐波对车载FM/AM收音机的干扰。

所述的免受开关电源干扰的方法，优选的，设x、y、n均为正整数，且y≥x， n≥1，所述步骤1包括：

1-1，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所述 FL、FH均位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次谐 波依次所构成的各频率区间之外；所述AM(MW)波段可分为2(y-x)+2段，从第 一子频段开始依次交替采用高、低两种开关电源工作频率，即： fh/fl/fh/fl......fh/fl；

1-2，计算高、低开关电源工作频率。fl、fh应满足如下不等式：

xfl≥FL≥(x-1)fh+25KHz，

(y+1)fl-25KHz≥FH≥yfh，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

x(fh-fl)≥50KHz；

1-3，计算最佳AM(MW)子频段划分点。AM(MW)全频段一共存在两类子频段 划分点，二者呈交叉分布：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

上述技术方案的有益效果为：可以保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区 间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠，即(n+1)fl＞nfh；以及保证FL、FH和中间的各 子频段划分点离各自左侧和右侧的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都 在25KHz以上（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）且距离尽量远，从而使 所有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力。

所述的免受开关电源干扰的方法，优选的，设x、y、n均为正整数，且y＞x， n≥1，所述步骤1还包括：

1-4，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所述FL 位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次谐波依次所构 成的各频率区间之外，所述FH位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的 基波及其所有同次谐波依次所构成的各频率区间之内；所述AM(MW)波段可分 为2(y-x)+1段，从第一子频段开始依次交替采用高、低两种开关电源工作频率， 即:fh/fl/fh/fl......fh；

1-5，计算高、低开关电源工作频率。fl、fh应满足如下不等式：

xfl≥FL≥(x-1)fh+25KHz，

yfh-25KHz≥FH≥yfl，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

x(fh-fl)≥50KHz；

1-6，计算最佳AM(MW)子频段划分点。AM(MW)全频段一共存在两类子频段 划分点，二者呈交叉分布：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{(y-1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

上述技术方案的有益效果为：可以保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区 间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠，即(n+1)fl＞nfh；以及保证FL、FH和中间的各 子频段划分点离各自左侧和右侧的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都 在25KHz以上（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）且距离尽量远，从而使 所有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力。

所述的免受开关电源干扰的方法，优选的，设x、y、n均为正整数，且y＞x， n≥1，所述步骤1还包括：

1-7，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所述FL 位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次谐波依次所构 成的各频率区间之内，所述FH位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的 基波及其所有同次谐波依次所构成的各频率区间之外；所述AM(MW)波段可分 为2(y-x)+1段，从第一子频段开始依次交替采用低、高两种开关电源工作频率， 即:fl/fh/fl......fh/fl；

1-8，计算高、低开关电源工作频率。fl、fh应满足如下不等式：

xfh≥FL≥xfl+25KHz，

(y+1)fl-25KHz≥FH≥yfh，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

(x+1)(fh-fl)≥50KHz；

1-9，计算最佳AM(MW)子频段划分点。AM(MW)全频段一共存在两类子频段 划分点，二者呈交叉分布：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+2)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

上述技术方案的有益效果为：可以保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区 间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠，即(n+1)fl＞nfh；以及保证FL、FH和中间的各 子频段划分点离各自左侧和右侧的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都 在25KHz以上（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）且距离尽量远，从而使 所有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力。

所述的免受开关电源干扰的方法，优选的，设x、y、n均为正整数，且y＞x， n≥1，所述步骤1还包括：

1-10，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所述 FL、FH均位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次谐 波依次所构成的各频率区间之内；所述AM(MW)波段可分为2(y-x)段，从第一 子频段开始依次交替采用低、高两种开关电源工作频率，即：fl/fh/fl......fh；

1-11，计算高、低开关电源工作频率。fl、fh应满足如下不等式：

xfh≥FL≥xfl+25KHz，

yfh-25KHz≥FH≥yfl，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

(x+1)(fh-fl)≥50KHz；

1-12，计算最佳AM(MW)子频段划分点。AM(MW)全频段一共存在两类子频 段划分点，二者呈交叉分布：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+2)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{(y-1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

上述技术方案的有益效果为：可以保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区 间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠，即(n+1)fl＞nfh；以及保证FL、FH和中间的各 子频段划分点离各自左侧和右侧的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都 在25KHz以上（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）且距离尽量远，从而使 所有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

在保留开关电源发热量低、可靠性高等固有优点的同时，消除了机内开关 电源工作频率基波及其谐波对FM、AM(MW)收音电路的严重干扰，大大改善了 此类收音机的接收效果。

附图说明

图1为本发明免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机优选示意图，相关开 关电源具有外同步时钟控制端子；相关说明如下：

微处理器：总控制器、微型电脑。

数字调谐收音模块：采用锁相环频率合成技术及数字控制技术的，可以自 动收索、存储电台的FM、AM(MW)收音机；其中数字调谐收音模块和微处理器 双向通信，用于所述微处理器接收数字调谐收音模块的AM(MW)波段数据，所 述微处理器想数字调谐收音模块发送请求信号。

波段、频率：微处理通过I²C总线向收音模块发送波段、频率设定数据；

同步时钟（fl/fh）：微处理器输出的同步时钟信号（固定为低频或高频）， 开关电源会同步工作于对应时钟频率（默认工作频率固定为另外一种频率）；

图2为本发明免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机优选示意图，相关开 关电源没有外同步时钟控制端子但具有电阻频率设置端子；，相关说明如下（与 图1相同部分从略）：

Q1:小功率N沟道增强型N-MOS场效应晶体管；

第一电阻R1、第二电阻R2：频率设置电阻，其中R1＞R2；

高、低电平：微处理器输出的逻辑控制电压信号。输出高电平时Q1导通， R2被短路，开关电源工作在电阻R1所设置的较高频率fh；输出低电平时Q1 截止，开关电源工作在总电阻R1+R2所设置的较低频率fl。

图3～图6为本发明车载FM/AM收音机免受开关电源干扰的方法优选示意 图，四幅图分别对应一种情况。开关电源高、低工作频率及其各次谐波频率、 AM(MW)波段接收频率范围、各子频段的划分点频率在频域上的相对分布，以及 各子频段对应的开关电源工作频率均可从图上查到，相关说明如下：

FL、FH：AM(MW)收音波段最低、最高接收频率，全球各地区有不同的标准；

x、y：均为正整数：1、2、3……。对于图3，要求y≥x，对于图4～图 6，则要求y＞x，以保证AM(MW)波段最少被分成两段或三段；

fl、fh，xfl、xfh，(x+1)fl、(x+1)fh……yfl、yfh：低、高开关电源工作 频率及其对应x次、(x+1)次……y次谐波频率,同类符号(y+1)fl、(x-1)fh代表 的意义可以类推；

NO.1/fh、NO.2/fl：AM(MW)接收频率范围中的第一子频段，对应采用fh即 高开关电源工作频率、AM(MW)接收频率范围中的第二子频段，对应采用fl即低 开关电源工作频率。NO.3/fh、NO.4/fl……NO.[2(y-x)+1]/fh、NO.[2(y-x)+2]/fl 等同类符号所代表的意义可以类推。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出。

为免受上述难题，本发明将AM(MW)波段细分成两个或更多的子频段，然 后交替采用两种不同的开关电源工作频率，其开关电源工作频率均在1MHz以 下，从而巧妙地避开了内部开关电源基波及其谐波对收音机的严重干扰。数字 调谐收音机的波段和接收频率都是由微处理器通过I²C总线向数字调谐收音 模块发送相关数据来进行控制和设定的。在AM(MW)接收模式下，微处理器会 拿AM(MW)波段当前接收频率数据依次去与最终选定的各AM(MW)子频段划分点 频率数据进行比较以确认子频段分属关系，然后再根据图3～图6中对应的一 幅图来判断当前应该采用的开关电源工作频率，最后再通过输出对应频率的同 步时钟信号或高、低电平控制信号到开关电源的外同步端子或频率控制电路， 最终实现开关电源工作频率的正确切换，消除了干扰。

本发明公开一种免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，包括：微处理器， 数字调谐收音模块、开关电源;

所述微处理器与数字调谐收音模块连接,在AM(MW)模式下所述微处理器 将当前接收频率数据依次与设定好的各AM(MW)子频段划分点频率数据进行比 较，以确定当前接收频率的子频段分属；

所述微处理器与所述开关电源连接，所述微处理器根据上述已确定的子频 段分属对开关电源的工作频率进行控制；所述开关电源在所述数字调谐收音模 块接收不同子频段的AM(MW)电台时分别交替采用两种不同的开关电源工作频 率。

所述的免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，所述开关电源包括：外同 步控制端子;

见图1，所述外同步控制端子一端连接开关电源，另一端连接微处理器； 微处理器输出同步时钟信号时，开关电源同步工作于对应频率；微处理器未输 出同步时钟信号时，开关电源工作于默认设置频率；两种工作频率有所不同且 均低于1MHz。

所述的免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，所述开关电源还包括：频 率设置端子、N-MOS场效应晶体管、第一电阻和第二电阻；

见图2，微处理器连接所述N-MOS场效应晶体管的栅极，所述N-MOS场效 应晶体管的源极接地，所述第一电阻和第二电阻串联后，在所述第一电阻和第 二电阻的串联节点处连接所述N-MOS场效应晶体管的漏极，第一电阻另一端连 接所述开关电源频率设置端子，第二电阻另一端接地；微处理器输出高电平时 所述N-MOS场效应晶体管导通，第二电阻被短路，所述开关电源工作在由第一 电阻所设置的较高频率；微处理器输出低电平时所述N-MOS场效应晶体管截 止，所述可变频开关电源工作在第一电阻和第二电阻的总电阻所设置的较低频 率；两种工作频率均低于1MHz。

所述的免受开关电源干扰的车载FM/AM收音机，所述开关电源还包括：所 述第一电阻的阻值大于所述第二电阻的阻值。

本发明还公开一种车载FM/AM收音机免受开关电源干扰的方法，以下简称 免受开关电源干扰的方法，包括：

步骤1，根据数字调谐收音模块AM(MW)接收频率范围计算和选择高、低开 关电源工作频率；根据计算和选择的高、低开关电源工作频率，计算最佳 AM(MW)子频段划分点，然后根据实际情况对数据进行相应处理；

步骤2，在AM(MW)模式下所述微处理器将当前接收频率数据依次与各 AM(MW)子频段划分点的频率数据进行比较，以确定当前接收频率的子频段分 属；所述微处理器根据上述已确定的AM(MW)子频段分属对开关电源的工作频 率进行相应的控制，即所述开关电源在所述数字调谐收音模块接收不同 AM(MW)子频段的电台时分别交替采用两种不同的开关电源工作频率；两种工作 频率均低于1MHz。

所述的免受开关电源干扰的方法，所述步骤1包括：

见图3，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所 述FL、FH均位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次 谐波依次所构成的各频率区间之外，设x、y、n均为正整数，且y≥x，n≥1；

1．所述AM(MW)波段可分为2(y-x)+2段，子频段划分点总数量为2(y-x)+1 个，从第一子频段开始依次交替采用高、低两种开关电源工作频率，即： fh/fl/fh/fl......fh/fl；

2．为保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠， 即(n+1)fl＞nfh，以及保证FL、FH和中间的各子频段划分点离各自左侧和右侧 的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都在25KHz以上（接近三个最小 AM(MW)电台间隔频率），以增强抗干扰能力，fl、fh应满足如下不等式：

xfl≥FL≥(x-1)fh+25KHz，

(y+1)fl-25KHz≥FH≥yfh，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

x(fh-fl)≥50KHz；

3.AM(MW)全频段一共存在两类子频段划分点：fl、fh基频之间及其同次 谐波频率之间的划分点（即nfl和nfh之间的划分点）以及相邻的两个前一类划 分点之间的划分点（即nfh和(n+1)fl之间的划分点），二者呈交叉分布。为使所 有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力，理论上所有划分点都应该取 各自左右两侧最近的两个干扰点之正中的频点：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

在实际工程应用中，AM子频段划分点并不需要严格满足以上表达式，只 要能保证各子频段划分点离自身左右两侧最近的两个干扰点的距离都在 25KHz（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）以上即可。另外，由于AM数字 调谐收音机的接收频率是步进式调节的（全球各地区一共有两种标准：9KHz 或10KHz），假如通过计算得到的子频段划分点频率不是AM(MW)收音机实际所 能接收到的频率，则应该选用最接近该频率且实际能够接收到的频率来取代。

所述的免受开关电源干扰的方法，所述步骤1还包括：

见图4，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所 述FL位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次谐波依 次所构成的各频率区间之外，所述FH位于开关电源低工作频率fl、高工作频 率fh的基波及其所有同次谐波依次所构成的各频率区间之内，设x、y、n均 为正整数，且y＞x，n≥1；

1.所述AM(MW)波段可分为2(y-x)+1段，子频段划分点总数量为2(y-x)个， 从第一子频段开始依次交替采用高、低两种开关电源工作频率， 即:fh/fl/fh/fl......fh；

2．为保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠， 即(n+1)fl＞nfh，以及保证FL、FH和中间的各子频段划分点离各自左侧和右侧 的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都在25KHz以上（接近三个最小 AM(MW)电台间隔频率），以增强抗干扰能力，fl、fh应满足如下不等式：

xfl≥FL≥(x-1)fh+25KHz，

yfh-25KHz≥FH≥yfl，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

x(fh-fl)≥50KHz；

3.AM(MW)全频段一共存在两类子频段划分点：fl、fh基频之间及其同次 谐波频率之间的划分点（即nfl和nfh之间的划分点）以及相邻的两个前一类划 分点之间的划分点（即nfh和(n+1)fl之间的划分点），二者呈交叉分布。为使所 有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力，理论上所有划分点都应该取 各自左右两侧最近的两个干扰点之正中的频点：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{(y-1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

在实际工程应用中，AM子频段划分点并不需要严格满足以上表达式，只 要能保证各子频段划分点离自身左右两侧最近的两个干扰点的距离都在 25KHz（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）以上即可。另外，由于AM数字 调谐收音机的接收频率是步进式调节的（全球各地区一共有两种标准：9KHz 或10KHz），假如通过计算得到的子频段划分点频率不是AM(MW)收音机实际所 能接收到的频率，则应该选用最接近该频率且实际能够接收到的频率来取代。

所述的免受开关电源干扰的方法，所述步骤1还包括：

见图5，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所 述FL位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次谐波依 次所构成的各频率区间之内，所述FH位于开关电源低工作频率fl、高工作频 率fh的基波及其所有同次谐波依次所构成的各频率区间之外，设x、y、n均 为正整数，且y＞x，n≥1；

1．所述AM(MW)波段可分为2(y-x)+1段，子频段划分点总数量为2(y-x)个， 从第一子频段开始依次交替采用低、高两种开关电源工作频率， 即:fl/fh/fl......fh/fl；

2．为保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠， 即(n+1)fl＞nfh，以及保证FL、FH和中间的各子频段划分点离各自左侧和右侧 的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都在25KHz以上（接近三个最小 AM(MW)电台间隔频率），以增强抗干扰能力，fl、fh应满足如下不等式：

xfh≥FL≥xfl+25KHz，

(y+1)fl-25KHz≥FH≥yfh，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

(x+1)(fh-fl)≥50KHz；

3.AM(MW)全频段一共存在两类子频段划分点：fl、fh基频之间及其同次 谐波频率之间的划分点（即nfl和nfh之间的划分点）以及相邻的两个前一类划 分点之间的划分点（即nfh和(n+1)fl之间的划分点），二者呈交叉分布。为使所 有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力，理论上所有划分点都应该取 各自左右两侧最近的两个干扰点之正中的频点：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+2)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

在实际工程应用中，AM子频段划分点并不需要严格满足以上表达式，只 要能保证各子频段划分点离自身左右两侧最近的两个干扰点的距离都在 25KHz（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）以上即可。另外，由于AM数字 调谐收音机的接收频率是步进式调节的（全球各地区一共有两种标准：9KHz 或10KHz），假如通过计算得到的子频段划分点频率不是AM(MW)收音机实际所 能接收到的频率，则应该选用最接近该频率且实际能够接收到的频率来取代。

所述的免受开关电源干扰的方法，所述步骤1还包括：

见图6，设AM(MW)波段中的最低接收频率为FL、最高接收频率为FH，所 述FL、FH均位于开关电源低工作频率fl、高工作频率fh的基波及其所有同次 谐波依次所构成的各频率区间之内，设x、y、n均为正整数，且y＞x，n≥1；

1．所述AM(MW)波段可分为2(y-x)段，子频段划分点总数量为2(y-x)-1个， 从第一子频段开始依次交替采用低、高两种开关电源工作频率，即： fl/fh/fl......fh；

2．为保证频率区间nfl～nfh与下一级频率区间(n+1)fl～(n+1)fh不发生重叠， 即(n+1)fl＞nfh，以及保证FL、FH和中间的各子频段划分点离各自左侧和右侧 的fl、fh基波及其相关谐波干扰频率的距离都在25KHz以上（接近三个最小 AM(MW)电台间隔频率），以增强抗干扰能力，fl、fh应满足如下不等式：

xfh≥FL≥xfl+25KHz，

yfh-25KHz≥FH≥yfl，

fh-y(fh-fl)≥50KHz，

(x+1)(fh-fl)≥50KHz；

3.AM(MW)全频段一共存在两类子频段划分点：fl、fh基频之间及其同次 谐波频率之间的划分点（即nfl和nfh之间的划分点）以及相邻的两个前一类划 分点之间的划分点（即nfh和(n+1)fl之间的划分点），二者呈交叉分布。为使所 有的AM（MW）子频段都达到最佳的抗干扰能力，理论上所有划分点都应该取 各自左右两侧最近的两个干扰点之正中的频点：

第一类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{(x+2)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{(y-1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2};$

第二类子频段划分点的最优频率值分别为：$\frac{\mathrm{fl}+(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}......\frac{\mathrm{fl}+y(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}.$

在实际工程应用中，AM子频段划分点并不需要严格满足以上表达式，只 要能保证各子频段划分点离自身左右两侧最近的两个干扰点的距离都在 25KHz（接近三个最小AM(MW)电台间隔频率）以上即可。另外，由于AM数字 调谐收音机的接收频率是步进式调节的（全球各地区一共有两种标准：9KHz 或10KHz），假如通过计算得到的子频段划分点频率不是AM(MW)收音机实际所 能接收到的频率，则应该选用最接近该频率且实际能够接收到的频率来取代。

由于AM(MW)子频段数量越多，计算和控制就会越复杂，但好处是可以采 用更低频率的fl和fh，有利于同时降低机内开关电源对FM波段的干扰；同理 AM(MW)子频段数量越少，计算和控制就会越简单，但坏处是fl和fh的频率相对 会比较高，不利于同时降低机内开关电源对FM波段的干扰。在实际工程应用 中，一般采用四段分频法，这样既能保证fl、fh的频率不至于太高，又能让计 算和控制不至于太复杂，是一个较好的折中方案。

下边均以图3为对象（图4～图6可类推），同时假设AM(MW)波段均采用 日本标准，其接收频率范围（FL～FH）为：522KHz～1629KHz；步进频率为： 9KHz。举例设计如下：

例1：

1.假设x＝1、y＝2，则全频可分为2(y-x)+2＝4段，子频段划分点总数量 为2(y-x)+1＝3个，从第一分段开始应交替采用高、低两种开关电源工作频率： fh、fl、fh、fl。

2.首先计算本例的fl、fh：

根据不等式：xfl≥FL≥(x-1)fh+25KHz可推算出：

fl≥FL即fl≥522KHz；

根据不等式：(y+1)fl-25KHz≥FH≥yfh可推算出：

即fl≥551.3KHz，同时即fh≤814.5KHz

根据不等式：fh-y(fh-fl)≥50KHz可推算出：

2fl-fh≥50KHz；

根据不等式：x(fh-fl)≥50KHz，可推算出：

fh-fl≥50KHz；

完全符合以上要求的fl、fh有很多组合，只要没有超出开关电源的实际能 力且均低于1MHz都可以选择，本例分别选择600KHz、650KHz。

3.再计算本例的最佳AM(MW)子频段划分点（总计3个）：

x＝1、y＝2，fl、fh按上述计算结果分别选600KHz、650KHz。

第一划分点：$\frac{x(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}=625\mathrm{KHz},$实际选621KHz；

第二划分点：$\frac{\mathrm{fl}+x(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}=925\mathrm{KHz},$实际选927KHz；

第三划分点：$\frac{(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}=1250\mathrm{KHz},$实际选1251KHz。

例2：

1.假设x＝2、y＝3，则全频可分为2(y-x)+2＝4段，子频段划分点总数量 为2(y-x)+1＝3个，从第一分段开始应交替采用高、低两种开关电源工作频率： fh、fl、fh、fl。

2.首先计算本例的fl、fh：

根据不等式：xfl≥FL≥(x-1)fh+25KHz可推算出：

fh≤FL-25KHz即fh≤497KHz，同时即fl≥261KHz；

根据不等式：(y+1)fl-25KHz≥FH≥yfh可推算出：

即fl≥413.5KHz，同时即fh≤543KHz

根据不等式：fh-y(fh-fl)≥50KHz可推算出：

3fl-2fh≥50KHz；

根据不等式：x(fh-fl)≥50KHz可推算出：

fh-fl≥25KHz；

完全符合以上要求的fl、fh同样有很多组合，同样只要没有超出开关电源 的实际能力且均低于1MHz都可以选择，本例分别选择420KHz、450KHz。

3.再计算本例的最佳AM(MW)子频段划分点（总计3个）：

x＝2、y＝3，fl、fh按上述计算结果分别选420KHz、450KHz。

第一划分点：$\frac{x(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}=870\mathrm{KHz},$实际选873KHz；

第二划分点：$\frac{\mathrm{fl}+x(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}=1080\mathrm{KHz},$实际也选1080KHz；

第三划分点：$\frac{(x+1)(\mathrm{fl}+\mathrm{fh})}{2}=1305\mathrm{KHz},$实际也选1305KHz。

备注：x和y的某些组合可能会导致fl、fh无解，这样就必须重新选择其 它的组合。比如图5，当y-x＝1（即打算分为三段）的时候，无论x和y取多 少都是无解的。

例1、例2各数据分别汇总于表1、表2：

表1

AM(MW)子频段编号 AM(MW)子频段频率范围 开关电源对应工作频率 NO.1 522～621KHz 650KHz（fh） NO.2 630～927KHz 600KHz（fl） NO.3 936～1251KHz 650KHz（fh） NO.4 1260～1629KHz 600KHz（fl）

表2

AM(MW)子频段编号 AM(MW)子频段频率范围 开关电源对应工作频率 NO.1 522～873KHz 450KHz（fh） NO.2 882～1080KHz 420KHz（fl） NO.3 1089～1305KHz 450KHz（fh） NO.4 1314～1629KHz 420KHz（fl）

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理 解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、 修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。