具有用于推断的输出电流反馈感测的初级侧状态估计器的驱动器电路

摘要

本发明呈现了一种LED驱动器电路及为此隔离的DC-DC转换器，其中提供初级侧状态估计器以用于实现推断的输出电流感测、从而用于脉宽调制的回扫式转换器或降压转换器的闭环控制。

说明书

背景技术

LED驱动器和其他照明功率电路常常采用回扫式转换器、升降压转换器和降压转换器来提供用于驱动光源的DC功率。为了提供此类转换器的闭环控制，通常经由输出电路中的电流感测电阻器，使用与输出电流成比例的信号作为控制变量。在通过变压器将输出与输入隔离的转换器中无法执行直接输出感测，在此情况中，使用变流器和/或光隔离组件来感测输出电流。但是，这些组件占用电路板空间并且成本昂贵。而且，在低功率转换器中，有隔离或无隔离的情况下，直接感测是非期望的，因为对输出电流的任何直接感测都会大大地降低驱动器效率。虽然变流器可能将对效率的影响减到最小，但是与转换器本身相比，这些额外的组件体积大且昂贵并影响转换器的紧密性。因此，需要用于闭环功率转换器控制的改进的输出电流感测能力和系统。

发明内容

本公开提供用于从初级侧电流模式控制感测电阻器推断输出电流而非从输出感测电阻器或变流器提取输出电流的技术和电路。该公开的多种方面可以有利地在用于驱动光源的功率转换器（例如，用于驱动LED的回扫式转换器、降压转换器和升降压转换器）或用于对其他类型的光源供电的此类转换器级中使用。在公开的实施例中，使用转换器PWM驱动信号控制的模拟开关，感测流经PWM开关的电流并将其用于对状态估计器的电容器充电。估计器开关和电容器对来自感测电阻器的电流取样，并将其馈送到设置电流模式控制比较器的断路点时使用的误差放大器。本公开由此有助于在没有常规脉冲变压器类型的感测方法中所固有的成本、空间和效率折衷的情况下进行输出电流估计。

提供一种电路用于对至少一个光源供电，该电路包括变压器、主电源开关、具有脉宽调制（PWM）控制器和误差放大器的PWM电路、和与变压器次级电隔离的估计器电路。在某些实施例中，该脉宽调制电路和估计器电路集成到专用集成电路（ASIC）中。

该变压器具有初级绕组和次级绕组，其中次级耦合成提供到如LED的光源的功率，或对后续转换器级提供功率以对AC驱动的灯供电。感测电阻器连接在变压器初级绕组与电路地之间，以及第一开关器件与感测电阻器和变压器初级绕组串联耦合。该开关由脉宽调制的控制信号来操作，以便选择性地允许在开关导通时电流在初级绕组中流动。PWM控制器至少部分地基于PWM控制输入以脉宽调制的控制信号的形式将驱动输出提供到开关控制输入端，并且包括耦合成从感测电阻器的第一端接收感测电压的比较器输入。提供一种误差放大器，其包括误差输入和耦合成向PWM控制输入提供信号的输出。

比较器电路包括其第一端与PWM控制器比较器输入耦合以及其第二端与误差放大器的误差输入耦合的电容。此外，估计器包括第二开关器件以及控制输入，该第二开关器件耦合在第二电容器端和电路地之间，以及该控制输入与PWM控制器驱动输出耦合。该第二开关选择性地将第二电容器端与地耦合以在第一开关器件让电流在初级绕组中流动时允许该电容基于感测电压来充电，以及将该电容的第二端与电路地解耦合以在第一开关器件阻止初级电流流动时允许该电容向误差放大器提供信号。以此方式，向误差放大器提供表示回扫式转换器或其他类型转换器的次级绕组中流动的输出电流的信号，而不会牺牲输出效率以及无需体积大且昂贵的感测和隔离电路。

在某些实施例中，估计器的第二开关器件是n沟道MOSFET，该n沟道MOSFET具有与电容的第二端耦合的源极、与电路地耦合的漏极、和与脉宽调制控制器的驱动输出耦合的栅极。在其他实现中，该估计器包括p沟道MOSFET和逆变器，该p沟道MOSFET具有栅极、与电容的第二端耦合的漏极、与电路地耦合的源极，以及该逆变器具有与脉宽调制控制器的驱动输出耦合的输入和与第二开关器件的栅极耦合的输出。

在某些实施例中，使用瞬变（transition）模式PWM控制器，其具有过零检测输入，并且该电路包括具有与初级绕组磁耦合的一个或多个感测绕组的过零检测电路。该过零电路感测初级绕组的过零状况，并向PWM控制器的过零检测输入提供信号。

提供一种专用集成电路（ASIC）以用于操作脉宽调制的功率转换器电路。该ASIC包括用于设置点、驱动输出、比较器输入和电路地的输入端，以及PWM控制器、误差放大器、和估计器电路。PWM控制器具有PWM控制输入、与比较器输入端耦合的比较器输入以及驱动输出，该驱动输出至少部分地根据PWM控制输入向驱动输出端提供脉宽调制的控制信号。该误差放大器包括与设置点输入端耦合的输入和耦合成向PWM控制器的PWM控制输入提供信号的输出。估计器电路包括电容和开关，其中电容耦合在比较器输入与误差放大器输入之间，以及该开关连接在电容器与电路地之间。该开关从PWM控制器驱动输出接收控制输入并以第一模式操作以将电容耦合到电路地、从而允许基于比较器输入端处感测的电压对电容充电，以及以第二模式操作以将电容的第二端与地解耦合、从而允许电容向误差放大器提供信号。在某些实施例中，PWM控制器是瞬变模式PWM控制器。在某些实施例中，ASIC开关是其栅极与PWM控制器驱动输出耦合的n沟道MOSFET。在其他实施例中，该开关是p沟道MOSFET，其具有逆变器，该逆变器将PWM控制器驱动输出与MOSFET栅极耦合。

附图说明

在下文详细描述和附图中提出一个或多个示范实施例，其中：

图1是图示根据本公开的一个或多个方面的示范LED驱动器电路的示意图，该LED驱动器电路具有使用初级侧状态估计器电路来估计次级侧输出电流的回扫式DC-DC转换器；

图2是图示图1的回扫式转换器的初级绕组电路中的感测电阻器两端的电压的曲线图；

图3是图示图1的电路中估计器电路开关控制端处的栅极驱动信号的曲线图；

图4是图示图1的转换器中估计器电容两端的电压的曲线图；

图5是图示由图1的转换器中估计器电路提供到误差放大器的估计的次级电流信号的曲线图；以及

图6是图示根据本公开的具有使用p沟道MOSFET开关和逆变器的估计器电路的另一个驱动器电路实施例的示意图。

具体实施方式

现在参考附图，相似的引用数字通用于指代相似的元件，以及多种特征不一定是按比例绘制的。图1图示示范LED驱动器电路100，LED驱动器电路100具有回扫式DC-DC转换器106以转换来自输入整流器104的DC功率以便驱动一个或多个LED光源108。驱动器100从单相或多相输入源102接收AC功率，经由具有输出滤波器电容器C3的整流器104将其转换到DC总线，其中在一个实现中，DC参考电路地GND，虽然这不是本公开的严格要求。在本实施例中，DC-DC转换器级106是回扫式转换器，该回扫式转换器转换来自整流器104的DC总线以驱动变压器T1，以及次级电路将电流转换成DC输出功率以驱动LED负载108。变压器T1包括具有指示的点极性的初级绕组L1和次级绕组L2。次级电路包括在下方输出分支中具有整流二极管D3的绕组L2，连同输出电容器C6以便将提供到LED阵列108的整流的DC功率平滑。此情况中，将整流器D3的位置设为使得当电流在初级绕组L1中流动（进入“点”中）时，阻止绕组L2中的对应次级电流（离开“点”），从而在变压器T1的磁芯中产生磁通量，以及反之，一旦初级电流停止以进行回扫式操作，次级电流将从绕组L2流到电容器C6和负载108（以及返回流进绕组L2的“点”端）。

如图1所见，由第一开关器件Q1，在此情况中为n沟道MOSFET（虽然也可以使用其他转换器开关类型）控制电流流经初级绕组L1。Q1连同串联连接的感测电阻器R_S串联连接在初级绕组L1与电路地GND之间。由于初级电流流经此串联电路，所以经由R_S的电流在感测电阻器R_S两端提供对应的电压V_S（相对于电路地GND）。此感测的电压V_S兼有地用于初级电流的逐周期（cycle-to-cycle）控制以及对状态估计器电路110的电容C1充电，下文对此进行更详细的描述。在本示例中，第一开关器件Q1包括与初级绕组L1耦合的漏极D、与感测电阻器R_S耦合的源极S和栅极控制输入端G。通过从PWM控制器U1施加到栅极G的控制信号来执行Q1的开关操作，以使开关Q1选择性地在第一模式中电耦合漏极和源极以允许电流在初级绕组L1中流动，以及另一方面在第二模式中阻止初级电流流动（Q1的高源极/漏极阻抗或“关断”状态）。

驱动器100还包括脉宽调制（PWM）电路120和估计器电路110，其中在某些实施例中，可以将电路110和120集成到专用集成电路（ASIC）150中。在其他实现中，估计器电路110可以是单独的ASIC，该单独的ASIC具有用于接收栅极驱动信号112、感测电压输入114（VS）的端，地端连接端（GND）和用于提供反馈估算信号116的输出端。

PWM电路120包括具有PWM控制输入INV的PWM控制器U1和与感测电阻器RS的上方（第一）端耦合以接收感测电压V_S的比较器输入CS。控制器U1还包括驱动输出GD，驱动输出GD至少部分地根据PWM控制输入INV经由电阻器R8向Q1的栅极提供脉宽调制的控制信号，其中栅极驱动信号112还耦合到估计器电路110。在某些实施例中，PWM控制器U1是瞬变式功率系数校正（PFC）控制器，如可从Intersil和STMicroelectronics购得的L6562集成电路，从而提供PMW驱动器输出GD的图腾柱（totem pole）输出级。器件U1包括板载误差放大器（未示出），该板载误差放大器具有图示的实施例中使用来严格地将误差放大器EA的输出反相的反相输入INV和输出COMP。可以在EA的反相输入与其输出端之间插入补偿网络（未示出）。正如所提到的，可以将PWM控制器U1、误差放大器EA和状态估计器110的功能作为ASIC 150来实现。可能的ASIC实施例可以无需使用图1的示例中的INV输入提供的反相，而是可以将反相内置到ASIC瞬变模式逻辑中。正常情况下，将乘法器输入MULT提供到器件U1中的乘法器以将正弦反相输入提供到内部脉宽调制（PWM）比较器（未示出），其中由输入CS导出非反相PWM比较器输入。但是，在图示的实施例中，将乘法器输入MULT连接到电路100中的可变电压或固定参考电压，图1中表示为V_X。可以在例如需要LED阵列的调光的应用中使用可变电压。

器件U1包括基于PWM比较器输出提供栅极驱动输出GD的PWM驱动器电路，此功能根据零电流检测输入ZCD来选择性地启用和禁用。MOSFET Q1中流动的电流通过电阻器R_S感测，并将所得到的电压施加到CS引脚，并与乘法器生成的内部正弦整形的参考比较，以确定MOSFET的关断。实际中，在下降沿触发MOSFET的导通的情况中，根据ZCD输入信号状态选择性地禁用栅极驱动输出GD以进行瞬变模式操作。这样有利地允许连接到可选的零电流检测电路130，以便在经由初级绕组L1的电流为零时开关Q1将导通。地引脚GND提供兼用于U1的信号部分和栅极驱动器电路的电流返回路径。

PWM电路120还包括误差放大器EA，从而具有反相和非反相输入和输出。在图示的示例中，非反相（+）输入连接到电路地GND，虽然将此输入连接到非零参考电压的其他实施例也是可能的。误差放大器EA具有反相误差输入（-），反相误差输入（-）耦合到端150a以用于在电路100中连接到设置点源极电压V_SP，如调光器控制电路（未示出）或可以将其耦合到固定设置点参考。放大器EA还包括耦合成向PWM控制输入INV提供信号的输出。在本实施例中，可以通过调整至误差放大器EA的设置点输入V_SP来实现调光操作，在此情况中保持反馈控制。作为备选，可以通过调整MULT输入电压V_X来实现调光，其中后一种方法中误差放大器EA饱和到其最低电平以便有效地将控制回路开路。

提供状态估计器电路110，其与变压器T1的次级绕组L2电隔离，并且从驱动输出GD接收栅极驱动信号112连同感测电压输入114（V_S）。估计器110提供表示流经L2的估计的次级电流的反馈信号输出116。通过充电电阻R1将感测电压V_S作为信号114提供到电容C1的第一端。C1的第二端经由第二电阻R2与误差放大器EA的反相误差输入（-）耦合。第二开关器件Q2耦合在C1的第二端与电路地GND之间。在图1所示的一个实施例中，第二开关器件Q2是n沟道MOSFET，其源极S与电容C1的第二端耦合，漏极D与电路地GND耦合，以及栅极G经由电容器C2与脉宽调制控制器U1的驱动输出GD电容耦合，以及电阻器R3耦合在栅极G与漏极D之间。下文图3示出其中第二开关Q2是具有驱动栅极G的逆变器U2的p沟道MOSFET的备选实施例。

也参考图2-5，在操作中，第二开关Q2根据驱动输出GD操作以选择性地将电容C1的第二端与电路地GND耦合以在Q1允许电流在初级绕组L1中流动时允许电容C1基于感测电压V_S充电。图2示出曲线图200，曲线图200图示栅极驱动输出GD的示范周期期间的电压V_S，其中该输出对于调制周期期间T_PWM的第一部分开启，而对于该期间的其余部分关断。当活动时，Q1是导通的或“接通”，从而允许初级绕组电流开始流动，如图2的感测电压（V_S）波形202中所见。当开关Q1“关断”（图2中时间t1处）时，初级电流中断，直到下一次导通开关（附图中的时间t2处）为止。如图3的曲线图210所示，因为驱动输出信号112电容耦合到Q2的第二晶体管栅极，所以当驱动输出为活动时（Q1“导通”时），Q2的栅极-漏极电压V_GD 212是正值（例如，在一个示例中持续如图所示的相对较长工作周期为+12伏特），由此使得第二开关Q2导通，从而将电容器C1的第二端接地。图3中的曲线图220示出估计器电容C1两端的电压V_C1 222，这是时间间隔0 < t < t1上感测的电压V_S的平均值。

当驱动输出瞬变到第二状态时（例如，当Q1在时间t1处“关断”时），Q2的栅极-漏极电压212稍微下降为负（例如，在一个实现中为约-3伏特）。在此第二模式中，Q2“关断”（高源极-漏极阻抗），以及Q2有效地将C1的第二端与地GND断开。因为在图1所示的极性方向上对C1充电，所以Q1阻止初级绕组L1中的电流流动时，在电阻器R2两端出现C1电容器电压（已反相），并且作为信号施加到误差放大器EA的误差输入（-）。电阻器R2两端的电压在图5的曲线图230中示出为波形232（V_R2），其在时间t1与时间t2之间为负。在某些实施例中，电容器C1和充电电阻器R1的值设为使得对应的RC时间常数允许电容C1非常快速地充电（相对于PWM周期T_PWM）。

如图1和图5中所见，波形232向误差放大器反相（-）输入提供反馈信号，此反馈信号与设置点输入V_SP相加，使得误差放大器输出提供PWM电路的闭环操作的对应误差信号来调整次级侧输出电流。就此而言，从估计器电路110提供到误差放大器EA的反馈信号116与次级绕组L2中流动的回扫式电流成比例。由此，信号116是表示性估计，同时估计器电路110与次级电隔离（例如，无直接感测、无感测变压器、无光耦合器等）。而且，在次级电路本身中无需直接感测电阻，从而次级电流估计允许闭环输出调整而不会负面地影响驱动器电路100的输出效率。

而且，如图1所示，在某些实施例中，电路100还可以包括与瞬变模式PWM控制器U1耦合的过零检测电路130。过零检测电路130包括绕在变压器T1的磁芯上且与初级绕组L1磁耦合的感测绕组L3和L4，以及该电路还包括将L3和L4与电容器C4连接的中心节点。C4的下方端经由二极管D1耦合到VCC以及经由二极管D2耦合到地，以及将旁通电容器C5从VCC连接到地GND。过零电路130使用感测绕组L3和L4感测初级绕组L1的过零状况，并选择性地经由电阻器R6向PWM控制器U1的过零检测输入ZCD提供指示初级绕组L1的感测的过零状况的信号。

图6是图示根据本公开的另一个驱动器电路实施例的示意图，其中估计器电路110使用p沟道MOSFET开关Q2和逆变器。在本实施例中，第二开关器件Q2具有栅极G、与电容C1的第二端耦合的漏极D和耦合到地GND的源极S，以及估计器电路110包括逆变器U2，逆变器U2的输入耦合成从PWM控制器U1接收驱动输出GD以及其输出与第二开关器件Q2的栅极G耦合。在其他方面中，本实施例提供如上文结合图1-5描述的估计功能性。

如图1和图3的示例所示，脉宽调制电路120和估计器电路110可以作为专用集成电路（ASIC）150来实现。ASIC 150可以用在图示的驱动器100中或用在操作脉宽调制的功率转换器电路100的其他应用中。ASIC 150包括外部可访问的电端子，该外部可访问的电端子包括设置点端150a、乘法器输入端150b、ZCD信号输入端150c、功率（VCC）端150d、以及驱动输出端150e、比较器输入端150f和电路地端150g。器件150包括PWM控制器U1，PWM控制器U1具有PMW控制输入INV、与比较器输入端150f耦合的比较器输入CS和驱动输出GD，驱动输出GD至少部分地根据PWM控制输入INV向驱动输出端150e提供脉宽调制的控制信号。此外，ASIC 150具有误差放大器EA，误差放大器EA包括与设置点输入端150a耦合的误差输入（-）以及耦合成向脉宽调制控制器U1的PWM控制输入INV提供信号的输出。ASIC 150还包括估计器电路110，估计器电路110具有电容C1和开关Q2，其中电容C1具有与比较器输入CS耦合的第一端和与误差输入（-）耦合的第二端。开关Q2连接在第二电容器端与地之间，并根据驱动输出GD按上文描述的操作以选择性地允许电容器C1在Q2关断时，在第一模式中（C1接地的情况下）充电，并且然后向误差放大器EA提供反馈估计信号116。

上文的示例仅是说明本公开的多种方面的多个可能实施例，其中本领域技术人员在阅读并理解本说明书和附图时将会设想等效的替代和/或修改。具体针对上述组件（组装件、装置、系统、电路等）执行的多种功能而言，除非另行指明，否则用于描述此类组件的术语（包括对“手段”的引用）应对应于执行所描述的组件的指定功能（即功能上等效）的任何组件，如硬件、处理器执行的软件或它们的组合，即便在结构上与执行本公开的图示实现中的功能的所公开的结构不相等。虽然本公开的具体特征是仅结合多种实现的其中一种来图示和/或描述的，但是此类特征可以按任何给定或特定应用可能期望和对其有利的来与其他实现的一个或多个其它特征组合。另外，除非另行指明，对单数组件或项的引用应涵盖两个或两个以上此类组件或项。而且，就详细描述和/或权利要求中使用术语“包括”、“具有”、“含有”或其变化来说，此类术语应与术语“包含”相似的方式为包含性的。本发明是参考优选实施例来描述的。显然，阅读和理解前文的详细描述时，将会设想到修改和替换。本发明应视为包含所有此类修改和替代。

100 驱动器

102 输入源

104 整流器

106 DC-DC转换器级

108 LED阵列

110 状态估计器

112 驱动输出信号

114 感测电压输入

116 反馈估计信号

120 PWM电路

130 过零检测电路

150 ASIC

150a 设置点端

150b 乘法器输入端

150c ZCD信号输入端；

150d 功率（VCC）端

150e 驱动输出端

150f 比较器输入端

150g 电路地端

200 曲线图

202 感测电压（V_S）波形

210 曲线图

212 栅极-漏极电压

222 电压V_C1

230 曲线图

232 波形

C1 电容

C2 电容器

C4 电容器

C5 旁通电容器

C6 电容器

D3 整流器

L1 初级绕组

L2 次级绕组

L3和L4 感测绕组

Q1 开关

Q2 开关

R1 充电电阻器

R2 第二电阻

R3 电阻器

R6 电阻器

R8 电阻器

T1 变压器

U1 PWM控制器

U2 逆变器。