基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋形方法和系统

摘要

本发明公开了基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋形方法和系统，波束赋形方法包括码本设计和训练步骤，通过进行Quasi-omni码本设计得到所有Quasi-omni模式，一一配对得到最佳Quasi-omni对；在最佳Quasi-omni对范围内进行Sector码本设计和相应的训练步骤得到最佳Sector对；在最佳Sector对范围内进行Sector码本设计和相应的训练步骤得到最佳Beam对，使得三种模式均产生对应的码本，在实现天线方向图中波束大小一致、分布均匀、指向明确的同时，达到短时间内搜索到准确度高、增益高、增益损耗小的天线波束的目的，且圆形天线阵码本关于相移错误的鲁棒性更强、系统更稳定。

说明书

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及基于双层圆形天线阵的 60GHz波束赋形方法和系统。

背景技术

2003年，IEEE发布新标准IEEE 802.15.3，“WPAN的无线媒体接 入拉制（MAC）和物理层（PHY）规范”，该标准首次提出在短距离 范围内实现吉比特速率传输的无线通信系统。为了在60GHz频段达到 超过5Gbps的传输速率，2009年IEEE 802.15.3c标准对IEEE 802.15.3标 准做了进一步的补充改进说明，标准中对三种物理层模式进行了定义 说明，并且定义了一种全新的波束赋形协议，其目的是增大系统的传 输范围。

60GHz毫米波短距离无线通信技术在频谱资源紧缺的今天突显 出巨大潜力。60GHz毫米波带宽大，灵活性强，然而它面临的最大挑 战是过高的路径损失。为了弥补损耗与衰减，波束赋形成为60GHz毫 米波的一个重要研究领域。

目前IEEE 802.15.3c标准中的波束赋形协议已经得到广泛应用， IEEE 802.15.3c标准中波束赋形协议定义的码本有以下特点：

1.码本设计基于调相天线阵列，每一列是一个权重矢量，对应一 个实际波束；

2.仅采用相位调制，无幅度调制，减小了60GHz射频段电子器件 的功耗；

3.码本设计的波束在360度平面范围内对称分布，目的是尽量减 少不同频段下波束移动造成的增益损失；

波束赋形包括两个部分：码本设计和训练步骤，码本是指一系列 提前定义好的固定的波束赋形矢量，码本矩阵的每一列是一个天线权 重矢量，代表一个波束；训练步骤是指找出最佳波束的搜索过程。

3c波束码本的表达式为：

$W_{m,k}=j^{\mathrm{floor}\left(\frac{m\times \mathrm{mod}(k+K/2),K}{K/4}\right)}$

m=0,1,2,…M-1；k=0,1,2,…K-1

其中m为矩阵的行编号，也可以看作是对天线元件的编号；k为矩阵 的列编号，也可以看作是对波束的编号，M为天线元件个数，K为波 束数量。floor函数表示取小于或者等于括号内指定表达式的最大整 数。mod表示取模运算函数，mod（X,Y）为X除以Y所得的余数。

一维天线阵阵列因子表达式可以写成：

$A_k\left(\theta \right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{W}_{m,k}{e}^{j2\mathrm{\pi m}\frac{d}{\lambda }\cos \theta }$

其中k表示波束编号，A_k(θ)表示第k个波束对应的阵列因子。对于 矩形天线阵列来说，阵列因子可以拆写成x轴方向和y轴方向一维天 线阵阵列因子的乘积，所以3c标准对码本的定义和应用主要围绕一 维天线阵展开。

3c标准里定义了波束赋形的三种模式（Pattern），分别为： Quasi-omni模式、Sector模式和Beam模式，如图1所示，图1A表 示Quasi-omni模式，图1B表示Sector模式，图1C表示Beam模式。 三种模式中Quasi-omni模式级别最低，涵盖范围最广，Beam模式级 别最高，范围最小。一个Quasi-omni模式包含多个Sector，一个Sector 里可以包含多个Beam。每一个模式的不同区域从0开始编号，同一 模式不同序号的区域之间允许相互重叠。

对应三种模式，3c标准中的设计训练步骤分为三步：Quasi-omni 级别搜索、Sector级别搜索和Beam级别搜索。

第一阶段（Quasi-omni级别搜索）：发送方将所有的Quasi-omni 和接收方所有的Quasi-omni一一配对进行数据传输，接收方将所有 配对方式和相应的信道特性参数SNR值进行记录，全部传输结束后， 接收方选取最大的SNR值，将对应的配对方式反馈给发送方，至此 第一阶段结束，找到了最佳Quasi-omni对（即最佳发送Quasi-omni 和接收Quasi-omni）。

第二阶段（Sector级别搜索）：在第一阶段得出的最佳Quasi-omni 对的范围内，将所有的发送Sector和接收Sector一一配对进行数据传 输，找到了最佳Sector对（即最佳发送Sector和接收Sector）。

第三阶段（Beam级别搜索）：在第二阶段得出的最佳Sector对的 范围内，将所有的发送Beam和接收Beam一一配对进行数据传输， 找到了最佳Beam对（即最佳发送Beam和接收Beam）。

图2中分为三个步骤，一共需要1×2+2×2+3×3=15次训练， 如果直接从所有Beam里一一枚举配对筛选需要6×12=72次训练， 相比之下，3c协议提出的训练步骤可以使训练时间降低。

综上所述，现有技术中实现一维阵列天线的过程中存在以下缺 陷：

1.由于一维天线阵列的特性限制，几乎所有波束有两个主瓣方 向，除了期望方向还指向一个干扰方向；

2.三种模式中只有Beam模式存在对应码本；

3.立体天线方向图的纵轴覆盖尚有缺陷，某些波束沿z轴方向发 散，指向不明确；

4.由于码本限制产生的增益损失较大；

5.训练时间还比较大，仍有较大的降低空间，进而提高速度。

发明内容

（一）要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是，针对上述缺陷，如何为每一种波束 赋形模式设计对应的码本，进而改善3c码本的一个波束指向多个方 向，指向不明确的问题，同时进一步减少增益损失和波束训练时间。

（二）技术方案

为解决上述问题，本发明提供了基于双层圆形天线阵的60GHz 波束赋形方法，所述双层圆形天线阵包括内圈天线阵和外圈天线阵， 所述波束赋形方法包括码本设计和训练步骤，具体包括：

S1：根据圆形天线阵阵列因子表达式 $A\left(\theta \right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{W}_m{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi m}}{M})}$或$A\left(\theta \right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{W}_n{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi n}}{N})}$

将所述圆形天线阵的天线权重矢量循环移动一位，波束的方向图 旋转2π/M或2π/N角度，且形状不变，其中M为所述内圈天线阵 中包含的内圈天线元件个数，m为所述内圈天线阵的天线元件编号， N为所述外圈天线阵的天线元件个数，n为所述外圈天线阵的天线元 件编号，λ为波长，r₁为所述内圈天线阵的半径，并且r₁=λ/2，r₂为所 述外圈天线阵的半径，并且r₂/λ=N/16；

S2：关闭所述外圈天线阵，打开所述内圈天线阵，利用公式

进行Quasi-omni码本设计得到两种Quasi-omni模式，其中m为所述 内圈天线阵的天线元件编号，m的取值范围为0,1……M-1，且M=8， k为Quasi-omni模式编号，取值为0和1；

将发送方所有的发送Quasi-omni与接收方所有的接收 Quasi-omni一一配对进行数据传输，得到SNR值最大的发送 Quasi-omni为最佳发送Quasi-omni，相对应的接收Quasi-omni为最 佳接收Quasi-omni，所述最佳发送Quasi-omni和所述最佳接收 Quasi-omni组成最佳Quasi-omni对；

S3：根据公式

$W_{m,k}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(m-k,M)}{M}\right)}$

进行Sector码本设计并配合相应的训练步骤，得到最佳Sector对，其 中m为所述内圈天线阵的天线元件编号，m的取值范围为0,1…… M-1，M为所述内圈天线元件数目，k为Sector模式编号，k的取值 范围为0,1……K-1，K为Sector数目，且K=M=8；

S4：关闭所述内圈天线阵，打开所述外圈天线阵，在所述最佳 Sector对范围内根据公式

$W_{n,i}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(n-i,N}{N}\right)}$

进行Beam码本设计并配合相应的训练步骤，得到最佳Beam对，其 中N的值为8的整倍数，且N＞8，n为所述外圈天线阵的天线元件 编号，n取值范围为0,1……N-1，i为Beam模式编号，i的取值范围 为0,1……I-1，I为波束数量，且I=N。

为解决上述问题，本发明还提供了基于双层圆形天线阵的60GHz 波束赋形系统，所述系统包括：

圆形天线阵列因子单元，根据圆形天线阵阵列因子表达式 $A\left(\theta \right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{W}_m{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi m}}{M})}$或$A\left(\theta \right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{W}_n{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi n}}{N})}$将所述圆形天线阵的天线权重矢量循环移动一位，波束的方向图旋转 2π/M或2π/N角度，且形状不变，其中M为所述内圈天线阵中包 含的内圈天线元件个数，m为所述内圈天线阵的天线元件编号，N为 所述外圈天线阵的天线元件个数，n为所述外圈天线阵的天线元件编 号，λ为波长，r₁为所述内圈天线阵的半径，并且r₁=λ/2，r₂为所述外 圈天线阵的半径，并且r₂/λ=N/16；

Quasi-omni码本设计单元，当关闭所述外圈天线阵，打开所述 内圈天线阵时利用公式

进行Quasi-omni码本设计得到两种Quasi-omni模式，其中m为所述 内圈天线阵的天线元件编号，m的取值范围为0,1……M-1，且M=8， k为Quasi-omni模式编号，取值为0和1；

将发送方所有的发送Quasi-omni与接收方所有的接收 Quasi-omni一一配对进行数据传输，得到SNR值最大的发送 Quasi-omni为最佳发送Quasi-omni，相对应的接收Quasi-omni为最 佳接收Quasi-omni，所述最佳发送Quasi-omni和所述最佳接收 Quasi-omni组成最佳Quasi-omni对；

Sector码本设计单元，根据公式

$W_{m,k}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(m-k,M)}{M}\right)}$

进行Sector码本设计并配合相应的训练步骤，得到最佳Sector对，其 中m为所述内圈天线阵的天线元件编号，m的取值范围为0,1…… M-1，M为所述内圈天线元件数目，k为Sector模式编号，k的取值 范围为0,1……K-1，K为Sector数目，且K=M=8；

Beam码本设计单元，在所述最佳Sector对范围内根据公式

$W_{n,i}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(n-i,N}{N}\right)}$

进行Beam码本设计并配合相应的训练步骤，得到最佳Beam对， 其中N的值为8的整倍数，且N＞8，n为所述编号，n取值范围为 0,1……N-1，i为所述编号，i的取值范围为0,1……I-1，I为波束数量， 且I=N。

（三）有益效果

本发明提出了基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋形方法和系 统，通过进行Quasi-omni码本设计找到所有Quasi-omni，一一配对 得到最佳Quasi-omni对；在最佳Quasi-omni对内进行Sector码本设 计和相应的训练步骤得到最佳Sector对；在最佳Sector对内进行 Sector码本设计和相应的训练步骤得到最佳Beam对，使得三种模式 均产生对应的码本，在实现天线方向图中波束大小一致、分布均匀和 指向明确的同时，达到短时间内搜索到高准确度、高增益、较小的增 益损耗的天线波束的目的，而且圆形天线阵关于相移错误的鲁棒性更 强、更稳定。由于产生天线权重矢量时采取只调相，不调幅的方式， 还能够减小射频器件复杂度。

附图说明

图1为IEEE 802.15.3c标准中波束赋形的Quasi-omni模式、Sector 模式和Beam模式三种模式示意图；

图2为3c训练步骤示意图；

图3为本发明实施例一中的基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋 形方法中Quasi-omni模式码本设计示意图；

图4为本发明实施例一中的基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋 形方法中Sector模式码本设计示意图；

图5为本发明实施例一中的基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋 形方法中Beam模式码本设计示意图；

图6为发明实施例一中的基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋形 方法中训练步骤流程示意图；

图7为本发明实施例一中的基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋 形方法中训练步骤S3的流程示意图；

图8为本本发明实施例一中的基于双层圆形天线阵的60GHz波束 赋形方法中训练步骤S4的流程示意图；

图9为本发明实施例一中圆形天线阵码本与3c码本的对应x-y平 面图和三维立体方向图比较示意图；

图10为本发明实施例一中圆形天线阵码本与3c码本天线方向性 系数比较示意图；

图11为本发明实施例一中圆形天线阵码本与3c码本增益损耗比 较示意图；

图12为本发明实施例一中圆形天线阵码本与3c码本的相移错误 在MRA上产生的增益损失的累积分布图对比示意图；

图13为本发明实施例一中圆形天线阵码本与3c码本训练时间对 比示意图；

图14为本发明实施例二中基于双层圆形天线阵的60GHz波束赋 形系统组成示意图；

图15为本发明实施例二中Sector码本设计单元的组成示意图；

图16为本发明实施例二中Beam码本设计单元的组成示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细 描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

实施例一

为了解决上述问题，实施例一中提供了基于双层圆形天线阵的 60GHz波束赋形方法，其中圆形天线阵的波束赋形方法包括：码本设 计和训练步骤。

在本实施例中，内圈天线元件数量M=8，内圈天线阵的半径与 波长的关系为r₁=λ/2=2.5mm；外圈天线元件数量N为8的整倍数（大 于8），外圈天线阵的半径与波长的关系为r₂/λ=N/16，外圈天线数量 选为16。

（一）码本设计

本发明提出的圆形天线阵波束赋形码本对应三种模式，即 Quasi-omni模式、Sector模式和Beam模式。

以下三种码本设计都是基于圆形天线阵阵列因子 $A\left(\theta \right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{W}_m{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi m}}{M})}$或$A\left(\theta \right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{W}_n{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi n}}{N})}$

得到各种模式，其中Quasi-omni模式码本设计和Sector模式码本设 计都是利用内圈天线进行搜索，所以利用前一个公式；Beam模式码 本设计利用外圈天线进行搜索，所以利用后一个公式。

第一步：Quasi-omni模式码本设计，表达式为

m=0,1,2,...,7；k=0,1

Quasi-omni模式码本设计示意图如图3所示。

第二步：Sector模式码本设计，表达式为

$W_{m,k}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(m-k,8)}{8}\right)}$

m=0,1,2,...,7；k=,1,2,...,7

Sector模式码本设计示意图如图4所示。

第三步：模式码本设计，表达式为

$W_{n,i}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(n-i,16}{16}\right)}$

n，i为圆形天线阵的天线元件编号和Beam模式编号，外圈天线 阵的天线元件个数为16，所以n=0,1……15；i=0,1……15。

Beam模式码本设计示意图如图5所示，图5A为外圈天线元件 为16时的Beam模式码本设计示意图，图5B为外圈天线元件为32 时的Beam模式码本设计示意图，图5C为外圈天线元件为64时的 Beam模式码本设计示意图，图5D为外圈天线元件为128时的Beam 模式码本设计示意图，图5E为外圈天线元件为256时的Beam模式 码本设计示意图。

其中第一步为Quasi-omni级搜索，第二步为Sector级搜索，第 一步和第二步都是粗搜索，此时打开内圈天线阵，关闭外圈天线阵；

第三步为Beam级搜索，Beam级搜索是细搜索，此时打开外圈 天线阵，关闭内圈天线阵。

（二）训练步骤的具体流程如图6所示，包括：

步骤S1：根据圆形天线阵阵列因子表达式 $A\left(\theta \right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{W}_m{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi m}}{M})}$或$A\left(\theta \right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{W}_n{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi n}}{N})}$

将圆形天线阵的天线权重矢量循环移动一位，其中的M为天线 元件数量，对于内圈天线M=8，波束的方向图旋转2π/M=2π/8=π/4， 对于外圈天线N=16，波束的方向图旋转2π/N=2π/16=π/8，且形状不 变，圆形天线阵具有良好的旋转特性，在步骤S2、S3和S4中都是基 于圆形天线阵的阵列因子得到的。

S2：关闭外圈天线阵，打开内圈天线阵，利用公式

进行Quasi-omni码本设计得到两种Quasi-omni模式，其中m为内圈 天线阵的天线元件编号，m的取值范围为0,1……M-1，且M=8，k为 Quasi-omni模式编号，取值为0和1，λ为波长，r₁为内圈天线阵的 半径，并且r₁=λ/2；

将发送方所有的发送Quasi-omni与接收方所有的接收 Quasi-omni一一配对进行数据传输，得到SNR值最大的发送 Quasi-omni为最佳发送Quasi-omni，相对应的接收Quasi-omni为最 佳接收Quasi-omni，最佳发送Quasi-omni和最佳接收Quasi-omni组 成最佳Quasi-omni对。

S3：根据公式

$W_{m,k}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(m-k,M)}{M}\right)}$

进行Sector码本设计得到8个Sector，如图4A所示，配合相应的训 练步骤最终得到最佳Sector对，其中此时k的取值范围为0,1……7。

假设步骤S3中得到的最佳发送Quasi-omni为Quasi-omni 0模 式，最佳接收Quasi-omni为Quasi-omni 1模式，步骤S3的具体实现 流程图如图7所示，具体包括：

S31：接收方保持Quasi-omni 1模式不变，发送方将与Quasi-omni 0模式形状相对应的四种发送Sector（如图4B所示）与Quasi-omni 1 一一配对进行数据传输，从中选择与最大SNR值对应的发送Sector 为最佳发送Sector。

S32：发送方保持最佳发送Sector不变，接收方将与Quasi-omni 1 形状相对应的四种接收Sector（如图4C所示）与最佳发送Sector一 一配对进行数据传输，从中选择与最大SNR值对应的接收Sector为 最佳接收Sector，最佳发送Sector与最佳接收Sector组成最佳Sector 对。

S4：关闭内圈天线阵，打开外圈天线阵，在最佳Sector对范围内 根据公式

$W_{n,i}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(n-i,N}{N}\right)}$

进行Beam码本设计并配合相应的训练步骤，得到最佳Beam对。

其中N的值为8的整倍数，且N＞8，n为外圈天线阵的天线元 件编号，n取值范围为0,1……N-1，i为Beam模式编号，i的取值范 围为0,1……I-1，I为波束数量，且I=N。λ为波长，r₂为外圈天线阵 的半径，并且r₂/λ=N/16。

其中步骤S4的具体流程图如图8所示，具体包括：

S41：接收方持最佳接收Sector不变，发送方关闭内圈天线阵， 打开外圈天线阵，发送最佳Sector范围内数目为Num_B的Beam并一 一配对，选择与最大SNR值相对应的发送Beam为最佳发送Beam。

其中选取发送Beam数目${\mathrm{Num}}_B=2^{\mathrm{round}\left({\log }_{2}N\right)-3}+1,$round()为四舍五入的整数值，N为外圈天线元件的数目16。

外圈天线数量的值除了取本实施例中的16，N也可以取其他大 于8且为8的整数倍的数值，表1列举出了几种典型情况下的Beam 数量选取方案。

表1几种典型的Beam数来选取方案表

外圈天线数量 16 32 64 128 256 选取的Beam数量 3 5 9 17 33

S42：发送方保持最佳发送Beam不变，接收方关闭内圈天线阵， 打开外圈天线阵，用数目为Num_B的Beam接收波束并一一配对，选 择与最大SNR值相对应的接收Beam为最佳接收Beam，最佳发送 Beam与最佳接收Beam组成最佳Beam对。每一组选取的波束中， 中心位置Beam的MRA方向与最佳Sector的MRA方向一致，假设 最佳Sector的MRA为x轴正半轴，Beam选取规则如图5所示，具 体如下：

当外圈天线元件数量为16时，选择Beam的数量为3，如图5A 所示；当外圈天线元件数量为32时，选择Beam的数量为5，如图 5B所示；当外圈天线元件数量为64时，选择Beam的数量为9，，如 图5C所示；当外圈天线元件数量为128时，选择Beam的数量为17， 如图5D所示；当外圈天线元件数量为256时，选择Beam的数量为 33，如图5E所示，……以此类推。

如果取天线的通信频率f=60GHz，波长λ=c/f=5mm，内圈天线 数量M=8，外圈天线数量N=16的双层圆形天线阵列结构中，对三维 方向图、天线方向性系数、增益损失、鲁棒性等性能进行分析，将圆 形天线阵与IEEE 802.15.3c标准逐一比较。

1.三维方向图

三维方向图对比如图9所示，图9A表示圆形天线阵码本的三维 立体方向图和对应x-y平面图实例，图9B表示3c码本的三维方向图 和对应x-y平面图示例。由于圆形天线具有旋转特性，即当天线权重 矢量循环移动一位时，波束方向图形状不变，只是角度旋转2π/M。

因此，3c码本的三维方向图沿纵轴向多个方向伸展，波束变得 分散，指向不明确，而圆形天线阵码本的三维方向图纵轴覆盖非常好， 相当于将二维平面图直接沿z轴进行纵向拉伸。

2.天线方向性系数

天线方向性系数定义为最强辐射方向的功率密度与辐射同样总 功率的理想全向天线在该点的功率密度之比。天线方向性系数衡量了 天线方向图的尖锐程度，通常方向图的主瓣宽度越窄，方向性系数越 大，方向性越强。天线方向性系数Ｄ的表达式为：

$D=\frac{{\max }_{\theta }{\left|A\right|\left(\theta \right)}^2}{w^H\mathrm{\Omega w}}$

其中A(θ)为天线阵列因子，表示在最强辐射方向上的阵列因 子的平方，为天线权重矢量的厄米特转置，矩阵Ω的定义与天线 阵列形式有关。

天线增益（也称为天线最大增益系数）G可以表示为：

G=eD,e∈[0,1]

其中，e表示天线效率，可以看作是常数，通常理论分析中取e＝1， 所以天线的方向性系数可以直接用来反映天线的增益。为了进行更全 面的比较，此处对天线数量N选取多个值计算方向性系数。

天线方向性系数比较示意图如图10所示，由于3c码本的波束形 状不同，所以方向性系数随之不同；圆形天线阵码本在天线元件数量 固定时，所有波束形状相同，方向性系数为常数。

可以看出，圆形天线阵码本的Dmax介于3c码本Dmax的最大 值与最小值之间，二者增益均较为可观。

3.增益损失

由于天线码本设计的波束数量是有限的，不能在所有方向都达到 最大增益。最弱辐射方向（通常是两个波束交界处）与最强辐射方向 相比产生的增益损失图如图11所示，可见圆形天线阵码本的增益损 失明显比3c码本的增益损失小。

4.鲁棒性

在本发明的圆形天线阵码本设计中，天线权重系数没有调幅操 作，只进行相位调制，射频调相比基带调相更困难，由于相移错误造 成的增益损失是对系统鲁棒性分析的一个重要标准。

相移错误和绝对相位是有关的，对于每一种相位来说，它可能产 生的相移错误与绝对相位成正比关系。假设相移错误err服从高斯分 布，均值为0，标准差（std）取0.1和0.2两种情况，并且相移错误是与 绝对相位成正比的。经过相移错误后得到的相位θ₁与正确绝对相位θ₀的关系表达式为：

θ₁=(1+err)θ₀

由于相移错误，天线方向图会与正确调相的方向图有一定偏差， 称调相正确时阵列因子最大辐射方向为主要方向（MRA），图12显 示了由于相移错误在MRA上产生的增益损失的累积分布图，图12A 为外圈天线元件为16时的增益损失的累积分布图，图12B为外圈天 线元件为32时的增益损失的累积分布图。

可见圆形天线阵码本的累积分布图比3c码本收敛快，当N=16， std=0.1时，3c码本的增益损失在0.4dB以内，而圆形天线阵码本的 增益损失可以保证在0.2dB以内。随着外圈天线元件数量N的增加， 两种码本的增益损失均减小。在达到100%的概率时，圆形天线阵码 本由于相移错误导致的增益损失比3c码本小，鲁棒性更强。

5.训练时间

3c码本和圆形天线阵码本的训练步骤均分为三个阶段，二者所 用的训练时间（训练次数）如图13和表2所示。

表2训练时间对比表

外圈天线数量 16 32 64 128 256 3c码本最短时间 24 36 48 96 144 细搜索圆阵码本最短时间 18 22 30 46 78 粗搜索圆阵码本最短时间 12 12 12 12 12

假设系统为对称系统，发送方与接收方天线数量与各级模式数量 均相同，表2和图13中显示了3c码本和圆形天线阵码本的粗细搜索 所用的时间，由于3c码本没有规定三种模式的数目，假设天线数目 等于波束数目，计算每种情况下的3c最短训练时间。通过图13中时 间对比可以看出圆形天线阵码本的粗搜索阶段只需要12次训练就可 以达到45度以内的准确度。当采取细波束搜索时，准确度和天线增 益加强，训练时间比粗搜索时间长，大约为3c训练最短时间的一半。

综上，通过使用本发明实施例一中提供的基于双层圆形天线阵的 60GHz波束赋形方法实现了以下有益效果：通过关闭外圈天线阵，打 开内圈天线阵，进行Quasi-omni码本设计得到两种Quasi-omni模 式，将发送方所有的发送Quasi-omni与接收方所有的接收 Quasi-omni一一配对进行数据传输，得到SNR值最大的发送 Quasi-omni为最佳发送Quasi-omni，接收Quasi-omni为最佳接收 Quasi-omni，最佳发送Quasi-omni和最佳接收Quasi-omni组成最佳 Quasi-omni对；进行Sector码本设计并配合相应的训练步骤，得到 最佳Sector对；在最佳Sector对范围内进行Beam码本设计并配合相 应的训练步骤，得到最佳Beam对，使得三种模式均产生对应的码本， 在实现天线方向图中波束大小一致、分布均匀和指向明确的同时，达 到短时间内搜索到高准确度、高增益、较小的增益损耗的天线波束的 目的，而且圆形天线阵关于相移错误的鲁棒性更强、更稳定。由于产 生天线权重矢量时采取只调相，不调幅的方式，还能够减小射频器件 复杂度。

实施例二

为达到上述目的，本发明的实施例二中还提供了基于双层圆形天 线阵的60GHz波束赋形系统，如图14所示，系统包括：

圆形天线阵列因子单元1401、Quasi-omni码本设计单元1402、 Sector码本设计单元1403和Beam码本设计单元1404。

圆形天线阵列因子单元1401，根据圆形天线阵阵列因子表达式 $A\left(\theta \right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{W}_m{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi m}}{M})}$或$A\left(\theta \right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{W}_n{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos (\theta -\frac{2\mathrm{\pi n}}{N})}$

将圆形天线阵的天线权重矢量循环移动一位，波束的方向图旋转 2π/M或2π/N角度，且形状不变，其中M为内圈天线阵中包含的 内圈天线元件个数，m为内圈天线阵的天线元件编号，N为外圈天线 阵的天线元件个数，n为外圈天线阵的天线元件编号，λ为波长，r₁为 内圈天线阵的半径，并且r₁=λ/2，r₂为外圈天线阵的半径，并且r₂/λ= N/16。

本实施例中以M=8，N=16时的天线进行设计。

Quasi-omni码本设计单元1402，当关闭外圈天线阵，打开内圈 天线阵时利用公式

进行Quasi-omni码本设计得到两种Quasi-omni模式，其中m为内圈 天线阵的天线元件编号，m的取值范围为0,1……M-1，且M=8，k为 Quasi-omni模式编号，取值为0和1，λ为波长，r₁为内圈天线阵的 半径，并且r₁=λ/2；

将发送方所有的发送Quasi-omni与接收方所有的接收 Quasi-omni一一配对进行数据传输，得到SNR值最大的发送 Quasi-omni为最佳发送Quasi-omni，相对应的接收Quasi-omni为最 佳接收Quasi-omni，最佳发送Quasi-omni和最佳接收Quasi-omni组 成最佳Quasi-omni对。

Sector码本设计单元1403，根据公式

$W_{m,k}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_1\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(m-k,M)}{M}\right)}$

进行Sector码本设计并配合相应的训练步骤，得到最佳Sector对，其 中m为内圈天线阵的天线元件编号，M为内圈天线元件数目，k为 Sector模式编号，m和k的取值范围均为0,1……7。

具体的，Sector码本设计单元1403包括：

最佳发送Sector获取单元14031，接收方保持最佳接收 Quasi-omni不变，发送方将与最佳发送Quasi-omni形状相对应的发 送Sector与最佳接收Quasi-omni一一配对进行数据传输，选择与最 大SNR值对应的发送Sector为最佳发送Sector；

最佳接收Sector获取单元14032，发送方保持最佳发送Sector不 变，接收方将与最佳接收Quasi-omni形状相对应的接收Sector与最 佳发送Sector一一配对进行数据传输，选择与最大SNR值对应的接 收Sector为最佳接收Sector，最佳发送Sector与最佳接收Sector组成 最佳Sector对。

Beam码本设计单元1404，在最佳Sector对范围内根据公式

$W_{n,i}=e^{-j\frac{2\pi }{\lambda }{r}_2\cos \left(\frac{2\pi \times \mathrm{mod}(n-i,N}{N}\right)}$

进行Beam码本设计并配合相应的训练步骤，得到最佳Beam对，其 中N为外圈天线阵的天线元件个数，N的值为8的整倍数，且N＞8， 编号，n取值范围为0,1……N-1，i为的号，i的取值范围为0,1……I-1， I为波束数量，且I=N，λ为波长，r₂为外圈天线阵的半径，并且r₂/λ= N/16。

具体的，Beam码本设计单元1404包括：

最佳发送Beam获取单元14041，接收方保持最佳接收Sector不 变，发送方关闭内圈天线阵，打开外圈天线阵，发送最佳Sector范围 内数目为Num_B的Beam并一一配对，选择与最大SNR值相对应的发 送Beam为最佳发送Beam,其中${\mathrm{Num}}_B=2^{\mathrm{round}\left({\log }_{2}N\right)-3}+1,$Num_B为选取发送或接收的Beam的数目，round()为四舍五入的整数 值，N为外圈天线元件的数目16。

最佳接收Beam获取单元14042，发送方保持最佳发送Beam不 变，接收方关闭内圈天线阵，打开外圈天线阵，用数目为Num_B的 Beam接收波束并一一配对，选择与最大SNR值相对应的接收Beam 为最佳接收Beam，最佳发送Beam与最佳接收Beam组成最佳Beam 对。

通过使用本发明实施例二中提供的基于双层圆形天线阵的 60GHz波束赋形系统实现了以下有益效果：通过关闭外圈天线阵，打 开内圈天线阵，进行Quasi-omni码本设计得到两种Quasi-omni模 式，将发送方所有的发送Quasi-omni与接收方所有的接收 Quasi-omni一一配对进行数据传输，得到SNR值最大的发送 Quasi-omni为最佳发送Quasi-omni，接收Quasi-omni为最佳接收 Quasi-omni，最佳发送Quasi-omni和最佳接收Quasi-omni组成最佳 Quasi-omni对；进行Sector码本设计并配合相应的训练步骤，得到 最佳Sector对；在最佳Sector对范围内进行Beam码本设计并配合相 应的训练步骤，得到最佳Beam对，使得三种模式均产生对应的码本， 在实现天线方向图中波束大小一致、分布均匀和指向明确的同时，达 到短时间内搜索到高准确度、高增益、较小的增益损耗的天线波束的 目的，而且圆形天线阵关于相移错误的鲁棒性更强、更稳定。由于产 生天线权重矢量时采取只调相，不调幅的方式，还能够减小射频器件 复杂度。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关 技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下， 还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明 的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。