设计用于在机动车上提供电推进力的电路的转换器

摘要

本发明涉及设计用于在机动车上提供电推进力的电路(900，900′)，该电力从由所述车辆的电池传送到所述电路(900，900′)的电源获得并由至少两个单元(901，903；901′，903′)转换，该电路(900，900′)包括电感元件(902，904；902′，904′)，其连接到管理所述电感元件(902，904；902′，904′)中的电流的晶体管，其特征在于，电感元件(902，904；902′，904′)被耦接为使得它们形成能够被交替地控制的磁路(1400)：-根据共模，其中所述磁路(1400)的视在电感具有每个电感元件的特定电感的总和的量级，或-根据差模，其中所述磁路(1400)的视在电感具有所述耦接的电感元件之间的耦合的泄漏电感的量级。

说明书

技术领域

本发明涉及设计用于在机动车上提供电推进力的电路的转换器。

背景技术

参见图1，为全部或部分地用电力推进的车辆100装备能够提高电池104 的电压的电源转换器102以便向发电机106提供动力(典型地经由逆变器 108)是公知实践。

由于在这样的转换器102中的做功功率通常在20和100kW之间，因此 值得制造多单元转换器，其中源自电池104的电源电流被分配到多个转换单 元中。

因为单元中使用的开关111和113所需的硅的数量，使用这样的多单元 转换器面临着成本太高的问题，并且它们的晶体管103或105以及它们的二 极管107或109成本也高。

在电动车尤其是混合动力车的情况下，这些单元的体积和重量也是重要 的判据，并且电感元件(本示例中的线圈110)通常相当大的尺寸成为问题。

效率是转换器使用的另一个重要判据，因为其对车辆100的里程具有直 接的影响。

为了提高该效率，公知实践是使用转换器的电感元件110中流动的电流 的逆转周期以便使用被称为ZVS(“零电压转换”)的转换方法，如下面参见 图2至图5的描述。

更准确地，图2示出在借助电容器204获得的实际零电压下转换器102 的开关113这样断开，因为如下所述该电容器204在该断开期间被放电。

虽然当所述晶体管105的端子处的电压304(集电极/发射极电压)开始 增加时晶体管105的集电极中流动的电流302(图3)不是完全为零，但该 方法使得实际上大量减少与开关105的断开相关的损失成为可能。图3的示 例中，做功的量级作为关键在图中示出。

因此，可以通过反转流经电感元件110的电流i将电容器204放电，以 使得借助于电容器这样放电，开关可以在零电压下再次闭合。

参看图4，示出了在流经单元的电感元件110的电流i的这样的反转期 间的转换器102，即在开关111断开时。因为通过开关111和113的电流的 流动被堵塞，因此电容器204放电，然后当其完全放电时，使得开关113的 二极管109导电。

该情况下，开关113的端子处的电压504(图5)在电容器的放电期间 迅速降低(步骤510)，然后变成负值以使得二极管109处于接通状态(步骤 512)。

因此，电感元件110中的电流502再次变成负值，并且如上所述随着开 关113的断开而重复该循环。

虽然当转换器在高负载下运行时使用具有固定开关频率的该ZVS方法 可能令人满意，但似乎该ZVS技术在低负载下不能得到满意的效率。

特别地，似乎在不管负载如何都极大地调制电流方面存在问题，即无论 在低负载，也就是说当平均电压接近零时(图7)，还是高负载情况下，也就 是说当平均电流接近例如50A时(图6)。该示例中，反转具有100A峰间量 级，其在导体中产生相当大的磁心损耗。

为了减轻该问题，公知实践是在称为临界导电的模式下使用上述ZVS 方法。在这样的模式下，电流的反转被强制为相对短但足以给用于使开关电 压为零的电容器放电的时间，如图8所示。

该情况下，电流由第一阈值和具有相反的符号的第二阈值控制，第一阈 值调制电流的平均值，第二阈值给所述电容器放电，这两个阈值之间的交替 服从可变频率。

问题在于，似乎该临界导电模式在电感元件中产生电流反转，使得难以 设计后者。事实上，电流反转的幅度在高频范围上(例如在20kHz和80kHz 之间)可以大于峰电流值的100％，使得电感器的功率损失在温度升高和效 率方面不可接受。

最后，应当指出，电感元件通常基于铁氧体或纳米晶型材料制造，首先 因为材料的电阻率，其次因为形成核心的条带的厚度，并且因为它们限制涡 电流产生从而限制损失的共同能力。

遗憾地，铁氧体是相对于其他铁基磁性材料具有相对弱的磁场的材料。

结果是需要相当多的磁体来制造电感元件，这在混合动力车应用中可能 是不可接受的，或者由于它们非常大的磁导率在这些材料中存储有限电力。

实际上，在电力存储方面，铁基和硅基材料可能更适于车辆转换器，因 为它们的饱和阈值有时可以超过2特斯拉。此外，这些材料非常广泛地用于 电力传输或转换(变压器、发电机、电动机等)，通常以叠层金属片的形式。

问题在于，这些材料在高频下由于这些高频产生的磁通的调制而具有高 水平的损失。这就是为什么用于电力传输的频率在相对低的频率范围内变 化，通常在50Hz和1kHz之间，开关频率很少超过大约10千赫。

发明内容

本发明的目的在于解决前述问题中的至少一个。其目的是在使用诸如铁 硅基材料的高饱和材料的同时允许使用临界模式下的ZVS方法。

实际上，本发明产生于发现对机动车可以使用转换器以实现每个单元的 电流调制，其足够高以使用临界导电模式下的ZVS方法，同时使磁路中的 磁通的调制最小化以限制电力损失并允许使用高饱和材料，特别是铁硅基材 料。

这就是为什么本发明涉及设计用于在机动车上提供推进力的电路，该电 力从由所述机动车的电池传送到至少两个单元的电源获得，该电路包括电感 元件，其连接到管理所述电感元件中的电流的晶体管，其特征在于，电感元 件被耦接为使得它们形成能够被交替地根据以下模式控制的磁路：

-根据共模，其中所述磁路的视在电感具有每个电感元件的特定电感的 总和的量级，或

-根据差模，其中所述磁路的视在电感具有所述耦接的电感元件之间的 耦合的泄漏电感的量级。

借助于本发明，能够使用电路作为能够使用在临界模式下运行的ZVS 方法的多单元转换器，因为电感元件的耦合使得能够在整个磁路中极大地降 低磁通的反转(根据差模)同时保持每个单元中的电流反转相对较高(根据 共模)。

实际上，本发明使用电感器的耦合来形成用于存储电力的主磁路、以及 创建具有低电感的泄露线的支路使得获得大反转电流成为可能。

借助于本发明，可以使用原本不能用于具有高频和大电流反转的该类型 转换器中的材料而不产生不可接受水平的“磁心”损耗，即由于磁通反转或 调制产生的损耗。因此，本发明使得能够减小用在转换器中的磁性材料的体 积，因为后者接受更高的电磁感应。

除了已经提到的主要特征，根据本发明的电路可以包括以下单独或在所 有可能的技术组合中考虑的一个或多个其他特征：

-电感元件被耦接为使得它们具有连接到电源电池的一共同端子、以及 连接到控制关联的电容器的充电和放电的一对晶体管的一端子。

-关联的电容器具有与第一单元的第一对晶体管共享的端子、和与第二 单元的第二对晶体管共享的端子。

-该电路包括使用明确的50％占空比给电容器充电和放电的装置。

-特定电感的值的量级为500μH。

-泄漏电感的值的量级为50μH。

-该电路包括在该示例中根据临界导电模式中的ZVS方法控制放电一 段时间以足以反转至少一个电感元件中流动的电流的装置。

-至少一个电感元件包括铁基和硅基材料，通常是铁氧体。

-该电路包括由四个“半线圈”形成的磁路，以具有一个相同的结构的 空气间隙交错，以便形成两个电感元件的耦合。

本发明还涉及用于制造根据本发明的涉及用于在机动车上提供电推进 力的电路的方法，该电力从由所述机动车的电池传送到所述电路的电源获得 并由至少两个单元转换，例如根据ZVS(“零开关值”)方法，该电路包括 电感元件，其连接到管理所述电感元件的电流的晶体管，其特征在于，布置 电感元件以耦接之以使得它们形成如上所述的磁路。

附图说明

本发明的其他特征和优点将从下面给出的描述中变得清楚，作为解释而 不是限制，参考多个附图，其中：

-图1(已描述)为具有全部或部分(混合)电推进力的车辆的示意图；

-图2和图4(已描述)为用于已知电力转换器的电路；

-图3和图5(已描述)为已知电力转换器中电流和/或电压的变化；

-图6、图7和图8(已描述)为已知电力转换器中电流的变化；

-图9为能够应用本发明的转换器的电路；

-图10为图9的电路中使用的开关的状态指示表；

-图11为根据图9的电路的霍普金森模型的图示；

-图12和图13为图9的电路中的电流和磁通的各自变化；

-图14为能够应用本发明的线圈的透视图；

-图15为图14的线圈的电学图；

-图16为图14中描述的线圈的变体；

-图17为图9中描述的电路的变体；以及

-图18和图19为根据本发明的转换器的元件的端子处的电压和电流的 周期性变化。

具体实施方式

在不同的图中出现的结构和功能相同的元件具有相同的附图标记，除非 有特定的其他说明

图9示出根据本发明的磁路900，即，包括配备有各自的电感元件902 和904(由线圈表示)的两个单元901或903，其被耦接为使得能够被交替 地根据以下模式控制：

-根据共模，其中所述磁路900的视在电感相对高，例如具有每个所述 电感元件902和904特有的电感LA和LB之和的量级。借助于这样的高视 在电感，电路中磁磁通的反转受到限制(如下详细描述)，其减少了磁心损 耗。

-根据差模，其中所述磁路的视在电感相对低，例如具有电感元件之间 的耦合的泄漏电感的量级。借助于这样的低视在电感，电流可以足够大地被 反转，允许使用前面描述的ZVS方法，特别地在临界模式下。

在本申请的下面的详细描述中，由线圈表示的电感元件902或904的电 感在下文中称为LA和LB。

在共模中的磁路的电压Vmc，在下文中称为共模电压或“Vmc”，其是 电感元件902和904的端子处的电压VLA或VLB的和。

Vmc＝(V_LA+V_LB)/2

类似地，在差模中的磁路的电压Vmd，在下文中称为差模电压或Vmd， 其是电感元件902和904的端子处的电压VLA或VLB的差。

Vmd＝(V_LA-V_LB)/2

当两个电感元件端子处的电压VLA或VLB不同时，该差模电压Vmd 不为零。考虑图9中所示的具有两个单元的应用，当使用这些电感元件的单 元901或903的开关SLA或SLB处于图10的表中所示的不同状态时该情形 发生。

为了更清楚起见，能够使用根据霍普金森方法的磁路900的表示进行描 述(图11)。该情况下，电感元件902由磁阻R和具有电流iA的发电机 (generator)niA表示，电感元件904由磁阻R和具有电流iB的发电机niB 表示，并且最终两电感元件902和904之间的耦合等同于由磁阻r表示的电 感元件906。

分别由电感元件902、904中的每一个或它们的耦合产生的磁通ΦA、Φ B、ΦC可以借助下面公式的定义：

Φ_A/N＝L_Ai_A+Mi_B

Φ_B/N＝L_Bi_B+Mi_A

Φ_C＝Φ_A-Φ_B

本发明中，电感元件高度耦合，而且互感M的值是正的且具有450μH 的量级，而电感L具有500μH的量级。

典型地，该互感M具有接近于每个线圈的特定电感LA或LB的值。在 下文中，这些特定电感LA和LB被认为是相同的且等于电感L。

泄漏电感，等于特定电感与互感之间的差，因此相对较低，在下文中称 为泄漏电感Lf。这接着给出：

Φ_A/N＝L(i_A+i_B)-Lfi_B

Φ_B/N＝L(i_A+i_B)-Lfi_A

Φ_C/N＝Lf(i_A-i_B)

基于后面的等式，共模电压值Vmc变为：

Vmc＝N[(dΦ_A/dt)+(dΦ_B/dt)]/2＝(2L-Lf)[(di_A/dt)+(di_B/dt)]/2＝(2L-Lf)(di_MC)/dt

类似地，基于上述这些等式，差模电压值Vmd变为：

Vmd＝N[(dΦ_A/dt)-(dΦ_B/dt)]/2＝(Lf)[(di_A/dt)-(di_B/dt)]/2＝Lf(di_MC)/dt

如上所示，泄漏电感Lf与每个电感元件的特定电感L相比实际上可以 忽略不计。该情况下，共模电压Vmc或差模电压变为：

Vmc＝2l(di_MC)/dt

Vmd＝Lf(di_MC)/dt

接着看起来差模中磁路的电感具有泄漏电感的量级，同时共模中该相同 磁路的电感具有特定电感的总和的量级。因此：

-在差模中，这样的相对较低的泄漏电感允许电流迅速变化，例如比使 用特定电感快十倍，如图12所示；同时

-在共模中，这样的相对较高的特定电感使得提供相对较低的磁通反转 成为可能。实际上，给出磁通：

Φ_A/N＝L(i_A+i_B)-Lfi_B＝2Li_MC-Lfi_B

Φ_B/N＝L(i_A+i_B)-Lfi_A＝2Li_MC-Lfi_A

Φ_C/N＝Lf(i_A-i_B)＝2Lfi_MD

由于泄漏电感相对较低，上述等式的导数得出以下等式：

ΔΦ/N＝-Lf(Δi_B)

ΔΦ_B/N＝LfΔi_A

ΔΦ_C/N＝2Lfi_A

换句话说，磁通反转与相对较低的泄漏电感成比例，相等地施加如图13 所示的低反转。该实例中，这些反转大约比没有电感线圈耦合而获得的反转 低10倍。

更精确地，通过知道电流的反转实际上等于临界导电模式下的峰值电 流，能够估计相对于峰值磁场的反转率。该情况下，该比率变为：

ΔΦ_A/Φ_A＝-LfΔi_B/(2Li_MC-Lfi_B)≈-LfΔi_B/2Li_MC＝-Lf/L

ΔΦ_B/Φ_B＝LfΔi_A/(2Li_MC-Lfi_A)≈LfΔi_A/2Li_MC＝Lf/L

ΔΦ_C/Φ_C＝2LfΔi_A/(2Lfi_MD)≈2L/Lf

上述计算显示反转率实际上等于泄漏电感与电感元件特定的电感之间 的比率，该比率能够足够低以允许使用铁硅基材料。

参考图14，根据本发明的磁路1400可以借助四个具有N匝的半线圈 1402、1404、1406和1408使用，每个半线圈环绕着允许调制每个电感元件 特定的电感的空气间隙1403、1405、1407或1409(图15)、以及中心臂1410。

该中心臂1410承受外臂两倍的磁磁通变化。这就是为什么为了中心臂 应该尽可能短，以便限制由与所述中心臂的体积成比例的这些磁磁通变化导 致的磁芯损失。

而且，应当注意，该中心臂1410的长度对磁路的操作没有影响，其电 感依赖于臂的截面和空气间隙的截面。

具有N匝的线圈将会环绕空气间隙以限制由在空气间隙处分离的磁通 线引起的磁辐射，后者可以由铁硅铁氧体材料制成以存储电力。

该线圈可以由导电条或单股或多股电线组成，线圈A和B的缠绕方向 使得每个线圈的磁驱动力(安培-匝数)相加。图15，其表示图14的该磁路， 因此示出了环绕空气间隙的线圈的方向。

本发明提供了多种变体。特别地，已经主要通过使用降压-升压型的无 绝缘双向电压步降或步声转换器描述问题和本发明。然而，显然本发明可以 使用包括可以耦接电感元件的至少两个单元的多种类型的转换器。

而且，应当指出，本发明可以以固定或变化的频率应用。具体地，转换 器可以在同步整流下工作。该情况下，必须计算频率和电感以便即使在最大 电流时电感器中的电流也被反转，以便可以使用ZVS方法。

关于磁路的使用，显然线圈的结构，特别是空气间隙的位置、中心臂1410 的存在和用于后者的材料可以在本发明的实施例之间变化。

因此，在由图16中的磁力线和空气间隙示出的实施例中，线圈1600没 有中心臂且使用C形磁芯。

图17示出优化的电路900′以便仅需要具有值2C的一个电容器来代替图 9的电路中使用的具有值C的四个电容器。

通过传导模式的选择，这种使用单个电容器执行ZVS方法是可能的。 因为所有时候每个臂的两个开关中的一个是导通的，无疑，在开关断开时， 电感器的电流被连接到地面或DC总线E的电容器吸收。

如果当开关SLA断开时占空比小于50％(图18)，则开关SHB导通。 电容器Czvs然后被偏压到负压(-E)。

当开关SLA断开时，电容器Czvs完全放电并且开关SLA的闭锁电压是 E，如图18中所示。

在开关SLB闭合前，电感元件LB中的电流是负的且开关SHB断开， 以使得由该电感元件LB施加的电流给电容器Czvs充电直到达到DC总线的 电压。

类似地，图19指代占空比大于50％的情况。