一种基于二次谐波陷阱的MMC环流抑制技术

摘要

本发明公开了一种基于二次谐波陷阱的MMC桥臂环流抑制电路。该发明针对MMC桥臂环流中的主要成分为二次谐波这一特点，使用耦合电感取代原有的桥臂限流电感，并在耦合电感的二次侧建立一个LC谐振电路，使得其谐振频率为基波频率的两倍，从而使得桥臂电流中的基波电流可以正常流通，但二次电流却受到抑制，进而有效地实现对桥臂上环流的抑制作用。

说明书

技术领域

本发明设计一种模块化多电平换流器的环流抑制方法，该方法基于电感耦合电路和LC谐振电路，通过调整参数使得电路的谐振频率为基波频率的两倍，从而构成二次谐波陷阱电路，属于电力电子在电力系统中的应用领域。 

背景技术

模块化多电平换流器（MMC）是一种新型的多电平电压变换电路，它通过将多个子模块级联的方式，可以叠加输出很高的电压。相比较于传统的多电平拓扑结构，改拓扑结构并且具有输出谐波少、模块化程度高等特点，因而在电力系统中具有广泛的应用前景。

相对于以往的多电平变流器，MMC拥有许多优点，但同时也带来了一些新的问题。其中最重要的问题之一就是会在上下桥臂之间产生环流，从而对变流器的运行产生影响。变流器中的环流的出现，会导致输出波形发生畸变、桥臂损耗增大、系统稳定性下降等问题。桥臂上环流的产生，只要是由于MMC中子模块电容电压的波动以及桥臂上限流电感的分压作用所产生的。对于环流的成分，国内外已经有很多的学者已经做了很多相关的研究，并已经证实环流中的主要成分为二次谐波，占到了环流成分的90%以上。因此，对于环流的抑制，主要就是对环流中二次谐波分量的抑制。

在环流的抑制方面，目前也有很多的文章介绍了这方面的成果。但是这些文章主要都是针对于环流控制器方面的设计与研究，这些设计方案偏向于对调制波的补偿，主要是通过软件算法实现，实现比较复杂、反应速度较慢，而且会导致系统的鲁棒性能下降。在抑制环流的方法上，通过改变主电路拓扑来抑制环流，也即使用硬件的方法抑制环流，是一种更为有效的选择。但是，当前关于这方面的研究成果却几乎没有。

因此，发明一种基于改变变流器主电路拓扑结构的方法来抑制系统中的环流，就显得尤为重要。

发明内容

本发明的目的是为了解决MMC结构中的环流的抑制问题，本发明从改变主电路拓扑结构入手，通过在桥臂上串联二次谐波陷阱电路，从而很好的实现了对于二次环流的抑制。该方案的使用了耦合电感对一、二次侧电路进行隔离，可以有效地减少对于桥臂电流中直流分量的影响。该方法不需要改变调制与控制电路，相比较于传统的使用控制器的方法，该方法具有响应速度快、鲁棒性能强和抑制效果好等特点。

为实现这一目的，本发明通过下述技术方案解决：

本发明的模块化多电平换流器的环流抑制方法，其特点在于，使用耦合电感和谐振电路构成二次谐波陷阱，从而在硬件电路中解决了环流抑制的问题。该环流抑制器主要包括两个部分，即串联在桥臂上的耦合电感（非理想变压器）和LC谐振电路。该发明在具体实现过程中包括两个方案。

方案一：在MMC的每相构造两个二次谐波陷阱电路E，其方案为：MMC的每相使用两个工作在变比为K的状态的耦合电感，将它们的一次侧分别串联在MMC的上、下桥臂上，取代传统的MMC变流器电路中桥臂上原有的限流电感的位置。在耦合电感的二次侧串联一个电容器，与耦合电感的二次阻抗及漏阻抗构成一个LC谐振电路。通过在耦合电感的一、二次侧串联电感器来调节耦合电感的一次侧电感L1和二次侧电感L2，同时二次侧串联的电容的容值也可以进行调整。通过对以上三个变量进行调节，使得在二次谐波陷阱电路取代原有的限流电感后：在基波流过该电路时，电路的等效电抗与原有的限流电感的值相等；在二次谐波流过该电路时，二次侧的LC串联回路发生谐振，从而等效于很大的阻感，进而限制二次谐波的流通。桥臂电流中的直流分量由于无法通过耦合电感到达二次侧，因此不会受到影响。

方案二：在MMC的每相构造一个二次谐波陷阱电路F，其方案为：MMC的每相使用两个工作在变比为K的状态的耦合电感，将它们的一次侧分别串联在MMC的上、下桥臂上，取代传统的MMC变流器电路中桥臂上原有的限流电感的位置。将每相上下两个桥臂的耦合电感的二次侧串联起来，再将他们与与一个电容器串联起来，构成一个LC谐振电路。通过在耦合电感的一、二次侧串联电感器来调节耦合电感的一次侧电感L1和二次侧电感L2，同时二次侧串联的电容的容值也可以进行调整。通过对以上三个变量进行调节，使得在二次谐波陷阱电路取代原有的限流电感后：在基波流过该电路时，电路的等效电抗与原有的限流电感的值相等；在二次谐波流过该电路时，二次侧的LC串联回路发生谐振，从而等效于很大的阻感，进而限制二次谐波的流通。桥臂电流中的直流分量由于无法通过耦合电感到达二次侧，因此不会受到影响。  

附图说明

图1是未采用环流抑制器时的传统的MMC结构图；

图2是采用方案一时的MMC结构图；

图3是采用方案一时的环流抑制器电路原理图；

图4是采用方案一时的环流抑制器等效电路图；

图5是采用方案一时的环流抑制器简化等效电路图；

图6是采用方案二时的MMC结构图；

图7是采用方案二时的环流抑制器电路原理图；

图8是采用方案二时的环流抑制器等效电路图；

图9是采用方案二时的环流抑制器简化等效电路图；

图10是采用方案一前后的环流波形对比图；

图11是采用方案二前后的环流波形对比图。 

具体实施方案

下面结合附图对本发明的技术方案作进一步的具体说明。

）使用了本发明中方案一所介绍的环流抑制方法后的MMC电路结构如图2所示。与图1所示的原有的MMC电路相比较，就可以发现该方案的对电路拓扑的修改主要就是将传统的MMC变流器电路中桥臂上原有的限流电感L0换成了图3所示的电路E。由于环流的主要成分为二次谐波分量，所以通过调整耦合电感二次侧的LC回路，使其在二次谐波流经时发生并联谐振，即可构成二次谐波陷阱电路，从而有效地抑制桥臂上流过的二次谐波。方案一的等效电路图如图4所示，A、B为该环流抑制电路串联到桥臂上的两个连接点（取电流由A流向B为正方向），其中R1、L1为耦合电感一次侧的漏阻抗，R2、L2为耦合电感二次侧的漏阻抗归算到一次侧后的值，RM、LM为耦合电感的励磁阻抗，C为谐振电容（归算到一次侧后的值）。其中RM的值要远远大于LM（一般大几个数量级），故在实际计算的时候可以将其忽略；由于二次侧电阻R2仅仅影响LC回路的品质因数，对于谐振频率没有影响，故在计算中也可以将其忽略；一次侧等效电阻R1与原有的限流电感的电阻相当，在计算时也可以不做考虑。则简化后的等效电路图如图5所示。通过计算，保持其在基波流过的时候，电路的等效电抗为L0，在二次谐波流过时，LC回路发生谐振。其中C，L1，L2为可变量。设基波频率为f，则参数的选择需满足以下等式：

                         （1）

                          （2）

其中，，，。

在这种情况下，可以得到桥臂电流中N次电流流过该环流抑制电路时的等效阻抗表达式：

              （3）

其中。化简后，得到

                   （4）

将（1）式带入（4）中，消去C，得到

                  （5）

由（5）式可知，当N=0,1,2时，也即流过该电路的电流分别为直流、基波电流和二次电流时，等效阻抗分别为

                               （6）

            （7）

                （8）

通过式（6）（7）（8）可知，在理想状态下（即忽略电路中所有的电阻），该电路对于桥臂电流中的直流分量是没有影响的，对于基波分量的影响与传统的MMC变流器电路中桥臂上原有的限流电感L0的效果相同，而二次电流则无法流通。因此，该电路可以在不影响桥臂电流中直流和基波分量正常流通的情况下有效地抑制其中的二次电流分量。

在实际应用中，如果想要降低二次侧的电容的耐压值，以节约成本，只需要改变耦合电感的变比，就可以实现。

图10显示了使用方法一前后的MATLAB仿真波形对比图，其中B为使用本环流抑制方案前的环流波形，A为使用了本发明中的方案一后的环流波形。通过对比可以发现，MMC中的桥臂环流得到了有效的控制。

）使用了本发明中方案二所介绍的环流抑制方法后的MMC电路结构如图6所示。与图1所示的传统的MMC变流器电路中桥臂上原有的MMC电路相比较，就可以发现该方案的对电路拓扑的修改主要就是将上下桥臂上原有的限流电感L0换成了图7所示的电路F。由于环流的主要成分为二次谐波分量，所以通过调整耦合电感二次侧的LC回路，使其在二次谐波流经时发生并联谐振，即可构成二次谐波陷阱电路，从而有效地抑制桥臂上流过的二次谐波。方案二的等效电路图如图8所示，A、C为该环流抑制电路分别串联到上、下桥臂上的两个连接点，C为交流输出端（取电流由A流向B、B流向C为正方向），其中R1、L1为耦合电感一次侧的漏阻抗，R2、L2为耦合电感二次侧的漏阻抗归算到一次侧后的值，RM、LM为耦合电感的励磁阻抗，C为谐振电容（归算到一次侧的值）。其简化原理与方法与方案一类似，则简化后的等效电路图如图9所示。通过计算，保持其在基波流过的时候，电路的等效电抗为L0，在二次谐波流过时，LC回路发生谐振。其中C，L1，L2为可变量。设基波频率为f，则参数的选择需满足以下等式：

                      （9）

                            （10）

通过对图9的分析可知，由于该等效电路完全由电感和电容组成，因此

X_N0=0                                （11）

由于上、下桥臂电流中的基波分量大小相同，方向相反，因此对于该环流抑制电路，基波电流的流通路径为A一L1一LM一B与B一L1’一LM’一C。则基波电流的等效阻抗为

                            (12)

同样地，对于二次谐波，由于输出电流中不含二次成分（B端流出电流中没有二次成分），因此二次电流的流动途径是从A流向C，也即定义中桥臂环流的流动路径。则二次电流的流通路径可以看做是L2-C-L2’和LM-LM’两个支路并联后再与L1、L1’串联。则有

              (13)

将式（9）带入式（13），化简后得

                (14)

当N=2时，可得到

                          （15）

通过式（11）（12）（15）可知，在理想状态下（即忽略电路中所有的电阻），该电路对于桥臂电流中的直流分量是没有影响的，对于基波分量的影响与原有的限流电感L0的效果相同，而二次电流则无法流通。因此，该电路可以在不影响桥臂电流中直流和基波分量正常流通的情况下有效地抑制其中的二次电流分量。

在实际应用中，如果想要降低二次侧的电容的耐压值，以节约成本，只需要改变耦合电感的变比，就可以实现。

图11显示了使用方法二前后的MATLAB仿真波形对比图，其中B为使用本环流抑制方案前的环流波形，A为使用了本发明中的方案二后的环流波形。通过对比可以发现，MMC中的桥臂环流得到了有效的控制。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干可以预期的改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。