使用可变带宽滤波器对多模式接收机中干扰的检测和缓解

摘要

使用可变带宽滤波器对多模式接收机中干扰的检测和缓解。实施例包括用于在存在干扰的情况下优化接收机性能的新颖的接收机架构。在各种实施例中，使用功率估计电路来确定干扰的确切性质并且相应地优化性能。至少一个功率估计电路的可变选择性是使用具有可变带宽的滤波器来实现的，其中使用不同的带宽设定进行功率测量。此外，与现有技术相比，优化接收机性能的实际方法的新颖之处在于将基于由功率检测器测量所确定的干扰的性质来优化增益设定和基带滤波器阶（要使用的级）。对于在干扰是可变的动态且变化的环境中工作的装置如蜂窝电话，实施例有利地提供了根据干扰来修改接收机的工作状态的能力。

说明书

技术领域

本公开涉及通信系统中的接收机架构，更具体地，一些实施例涉及用 于检测和缓解干扰并且优化接收机性能的方法和设备。

背景技术

蜂窝系统中的射频收发机通常在存在干扰的情况下接收和解码期望 的信号，这通常需要损及接收机性能。例如，为了防止由于干扰造成的削 波，通常在传统的接收机设计中设有若干级窄模拟滤波器。这样的滤波器 添加耗用电流和使期望信号失真，由此降低了接收机性能。此外，接收机 的有源级尤其是射频（RF）级被设计成具有高级别的线性，以使得在存 在干扰的情况下失真被最小化。该线性通常需要相对高的偏置条件而因此 需要相对高的耗用电流。

图1中示出了典型的现有技术接收机架构。该架构表示了典型的接收 机实施并且在Ciccarelli等人的美国专利6,498,926中被描述。在接收机 100内，被发射的RF信号由天线112接收、通过双工器114被路由并被 提供给低噪声放大器（low noise amplifier，LNA）116，该低噪声放大器 116放大RF信号并且将信号提供给带通滤波器118。带通滤波器118对 信号滤波以去除会在后续级中引起互调产物的伪信号中的一些。被滤波的 信号提供给混频器120，该混频器120用来自本地振荡器122的正弦信号 将信号下变频至中频（IF）。IF信号提供给带通滤波器124，该带通滤波 器在后续的下变频级之前对伪信号和下变频产物滤波。被滤波的IF信号 提供给可变增益放大器（variable gain amplifier，VGA）126，该可变增 益放大器126以可变增益来放大信号从而以所需要的幅度提供IF信号。 增益受到来自AGC控制电路128的控制信号的控制。IF信号提供给解调 器130，解调器130根据发射机（未示出）处使用的调制格式来解调信号。

对于该现有技术架构，本地振荡器信号（local oscillator，LO）还被 调谐成与射频信号（RF）匹配以使所接收的信号直接转换到基带，或者 本地振荡器信号被调谐以将所接收的RF信号转换到某种低得多的中频 （IF）以用于进一步的滤波。在基带或IF处，滤波器被设定到特定RF 系统的带宽，以接收期望的信号并去除干扰。

图1中的架构被设计成在存在干扰的情况下接收期望的信号。基带或 IF处的滤波器被设定成完全去除任何干扰，而RF级增益和偏置被设定成 接收具有最小失真的有干扰的信号。由此，这样的传统系统对干扰的存在 进行了假设，这在预期的干扰存在的情况下可以以接收机性能为代价降低 干扰，但是这在这样的假设不正确的情况下会构成浪费的手段。

Ciccarelli等人的美国专利6,498,926的图2公开了另一种现有技术接 收机架构。在该现有技术架构中，后解调质量被用于设定偏置条件并因此 设定RF电路的线性。该现有技术手段没有完全解决问题，这是因为仅基 于基带数据质量测量来调整接收机状态，而基带数据质量测量会因为多种 原因而不仅仅由于干扰和/或降低的RF线性而退化。此外，该架构没有做 出任何事情来减小滤波需要以匹配实际的干扰状况。

在Brueske等人的美国专利6,670,901中公开了另一种现有技术接收 机架构。该现有技术架构包括同频功率检测器、宽带功率检测器以及异频 （off-channel）功率检测器。宽带检测器和异频检测器将指示是否存在高 级别的干扰并且允许基于所述指示来调整接收机偏置。该现有技术架构建 议使用来自这些功率检测器的信息来调整几个块（LNA、混频器、滤波器、 模数（A/D）转换器以及数字滤波器）的动态范围。通过调整这些级的动 态范围和/或偏置，可以优化耗用电流。然而，这种现有技术手段没有选 择性地使用宽带检测，因此不能将带外干扰即几个信道以外的干扰与相邻 或附近信道中的邻近干扰区分开。因此，该架构不能充分优化接收机的性 能。

由于实际装置如蜂窝电话在干扰是可变的动态且变化的环境中工作， 所以期望能够根据干扰来修改接收机的工作状态。

发明内容

在本公开的一些实施例中，一种设备包括：被配置成放大输入信号的 第一放大器。混频器耦接至第一放大器。该混频器被配置成将由第一放大 器输出的放大的输入信号与振荡器信号混频，以提供混频信号。第一估计 电路被配置成测量混频信号的电压或功率。第一滤波器被配置成对混频信 号进行滤波。第一滤波器可以是基带滤波器且具有下述带宽，所述带宽可 被调整以包括第一带宽。第二放大器被配置成放大第一滤波器的输出。第 二估计电路被配置成测量在第二放大器的输出处的电压或功率。状态机耦 接至第一估计电路和第二估计电路。状态机被配置成向第一放大器和第二 放大器、向第一滤波器以及向混频器提供反馈。状态机被配置成在由第一 估计电路测量的电压或功率大于第一预定阈值、由第二估计电路测量的电 压或功率小于第二预定阈值且第一滤波器被设定到第一带宽的情况下增 大第一放大器和/或混频器的偏置电流、或者减小第一放大器和/或混频器 的增益、或者不仅增大偏置电流而且还减小增益。状态机还被配置成在由 第二估计电路测量的电压或功率大于第二预定阈值且第一滤波器被设定 到第一带宽的情况下减小第一放大器、第二放大器和/或混频器的增益。 该设备可以包括被配置成对第二放大器的输出进行滤波的第二滤波器。状 态机还可以被配置成向第二滤波器提供反馈，从而当在第一滤波器被设定 到第二带宽的情况下由第二估计电路测量的电压或功率小于第三预定阈 值时，对第二滤波器进行旁通。

在本公开的一些实施例中，一种设备包括被配置成放大输入信号的第 一放大器。混频器耦接至第一放大器。该混频器被配置成将由第一放大器 输出的放大的输入信号与振荡器信号混频，以提供混频信号。第一估计电 路被配置成测量混频信号的电压或功率。第一滤波器被配置成对混频信号 进行滤波。第一滤波器可以是基带滤波器且具有下述带宽，所述带宽可调 整以包括第一带宽和第二带宽。第二带宽对应于比第一带宽更窄的频带。 第二放大器被配置成放大第一滤波器的输出。第二估计电路被配置成测量 在第二放大器的输出处的电压或功率。第二滤波器被配置成对第二放大器 的输出进行滤波。状态机耦接至第一估计电路和第二估计电路。该状态机 被配置成向第一放大器和第二放大器、向第一滤波器和第二滤波器以及向 混频器提供反馈。状态机被配置成：当在第一滤波器被设定到第二带宽的 情况下由第二估计电路测量的电压或功率小于预定阈值时，对第二滤波器 进行旁通。

在一些实施例中，输入信号被放大以提供放大的输入信号，放大的输 入信号与振荡器信号混频以提供混频信号。测量混频信号的电压或功率。 用具有可调整以包括第一带宽的带宽的第一滤波器对混频信号进行滤波， 以提供第一滤波信号，该第一滤波信号被放大以提供第一放大信号。测量 第一放大信号的电压或功率。如果在第一滤波器被设定到第一带宽的情况 下所测量的混频信号的电压或功率大于预定阈值T1且在Pdet2处的测量 小于预定阈值T2，则可以增大用于放大输入信号和/或用于混频的偏置电 流。如果在第一滤波器被设定到第一带宽的情况下所测量的第一放大信号 的电压或功率大于预定阈值T2，则可以减小用于放大第一滤波信号、放 大输入信号和混频中的至少一个的增益。

在一些实施例中，输入信号被放大以提供放大的输入信号，放大的输 入信号与振荡器信号混频以提供混频信号。测量混频信号的电压或功率。 用具有可调整以包括第一带宽的带宽的第一滤波器对混频信号进行滤波， 以提供第一滤波信号，该第一滤波信号被放大以提供第一放大信号。测量 第一放大信号的电压或功率。对第一放大信号进行滤波以使比第一频带窄 的第二频带通过，以提供第二滤波信号。如果在第一滤波器被设定到第一 带宽的情况下所测量的混频信号的电压或功率大于预定阈值T1且在 Pdet2处的测量小于预定阈值T2，则可以减小用于放大输入信号和/或混 频的增益。如果在第一滤波器被设定到第一带宽的情况下所测量的第一放 大信号的电压或功率大于预定阈值T2，则可以减小用于放大第一滤波信 号、放大输入信号和混频中的至少之一的增益。

在一些实施例中，输入信号被放大以提供放大的输入信号，放大的输 入信号与振荡器信号混频以提供混频信号。测量混频信号的电压或功率。 用具有可调整以包括第一带宽和窄于第一带宽的第二带宽的带宽的第一 滤波器对混频信号进行滤波，以提供第一滤波信号，该第一滤波信号被放 大以提供第一放大信号。测量第一放大信号的电压或功率。用第二滤波器 对第一放大信号进行滤波，以提供第二滤波信号。如果在第一滤波器被设 定到第二带宽的情况下所测量的第一放大信号的电压或功率小于预定阈 值，则可以对第二滤波器进行旁通。

在一些实施例中，一种设备包括多输入多输出（MIMO）通信系统中 的第一接收机模块和第二接收机模块、第一估计电路和第二估计电路以及 状态机。第一接收机模块和第二接收机模块分别被配置成处理第一输入信 号和第二输入信号。每个接收机模块包括：第一放大器，该第一放大器被 配置成放大相应的输入信号；混频器，该混频器耦接至第一放大器，其中 该混频器被配置成将由第一放大器输出的放大的输入信号与振荡器信号 混频，以提供混频信号。每个接收机模块还包括第一滤波器，该第一滤波 器被配置成对混频信号进行滤波，其中该第一滤波器具有下述带宽，所述 带宽可调整以包括第一带宽。每个接收机模块还包括第二放大器，该第二 放大器被配置成放大第一滤波器的输出。第一估计电路被配置成测量第一 接收机模块的混频信号的电压或功率。第二估计电路被配置成测量在第一 接收机模块的第二放大器的输出处的电压或功率。状态机耦接至第一估计 电路和第二估计电路。该状态机被配置成向第二接收机模块的第一放大器 和第二放大器、向第二接收机模块的第一滤波器以及向第二接收机模块的 混频器提供反馈。该状态机被配置成：当在第一接收机模块的第一滤波器 被设定到第一带宽的情况下由第一估计电路测量的电压或功率大于第一 预定阈值且由第二估计电路测量的电压或功率小于第二预定阈值时，增大 第二接收机模块的第一放大器和第二接收机模块的混频器中的至少一个 的偏置电流、或者减小第二接收机模块的第一放大器和第二接收机模块的 混频器中的至少一个的增益、或者不仅增大偏置电流而且还减小增益。状 态机还被配置成：当在第一接收机模块的第一滤波器被设定到第一带宽的 情况下由第二估计电路测量的电压或功率大于第二预定阈值时，减小第二 接收机模块的第一放大器、第二接收机模块的第二放大器和第二接收机模 块的混频器中的至少一个的增益。

MIMO系统中的每个接收机模块还可以包括第二滤波器，该第二滤 波器被配置成对该接收机模块的第二放大器的输出进行滤波。状态机还可 以被配置成向第二接收机模块的第二滤波器提供反馈，从而当在第一接收 机模块的第一滤波器被设定到第二带宽的情况下由第二估计电路测量的 电压或功率小于第三预定阈值时对第二接收机模块的第二滤波器进行旁 通。

附图说明

以下内容将根据图中的元素而明显，所述图是为了示例性目的而提供 的并且所述图未必是成比例的。

图1是现有技术中已知的接收机架构的框图。

图2是根据本公开的一些实施例的系统架构的框图。

图3是根据一些实施例对如何可以将滤波器的带宽调谐到不同的频 率范围的图示。

图4a至图4c是根据一些实施例对各种干扰情形的描绘。

图5是根据一些实施例的处理的流程图。

图6是根据一些实施例的处理的流程图。

图7是根据一些实施例的多输入多输出（MIMO）接收机架构的框图。

具体实施方式

意在结合附图来阅读这种对示例性实施例的描述，附图应被认为是所 写出的整个说明书的一部分。

本公开的实施例提供了一种新颖的接收机架构以优化在存在干扰的 情况下的接收机性能。在各种实施例中，使用估计电路来确定干扰的确切 性质并且相应地优化性能。至少一种估计电路的可变选择性是使用具有可 变带宽的滤波器来实现的，其中使用不同的带宽设定进行电压测量或者功 率测量。此外，与现有技术相比，优化接收机性能的实际方法的新颖之处 在于将基于由来自估计电路的测量所确定的干扰的性质来优化增益设定 和基带滤波器阶数（要使用的级）。

图2是根据本公开的一些实施例的接收机200的系统架构的框图。例 如从天线接收输入信号202。以差分形式（RF_RX+和RF_RX-）示出输 入信号；图2中的其他信号可以是差分形式的，但是为了视觉上清楚并且 减少混乱并未如此标示出。输入信号被低噪声放大器（LNA）204放大以 提供放大的输入信号214。本地振荡器210基于来自合成器206的信号208 生成一个或更多个振荡器信号212（例如正弦波）。混频器216将放大的 输入信号214与振荡器信号212混频。混频器可以包括信道216a和信道 216b，信道216a和信道216b之一可以处理同相分量而信道216a和信道 216b之一可以处理正交分量。图2中针对同相分量和正交分量（具有类 似的附图标记但是具有不同的后缀，“a”或“b”）示出了单独的处理路径， 但是处理对每个分量是类似的，因此以下的讨论聚焦于图2中的上方路 径，该上方路径可以是同相路径或正交路径。要理解的是从状态机254 至如滤波器和放大器的部件的各种反馈作用可以在同相或正交路径中或 者是使用同相路径和正交路径二者来施加至部件。

由混频器216提供的混频信号218a由一系列滤波器222a和232a处 理，所述一系列滤波器可以是提供逐渐更多的抑制的基带滤波器。例如， 与滤波器232a相比，滤波器222a可以具有更宽的带宽。这些滤波器实施 对基带的全部干扰抑制，并且这些滤波器可以具有有着许多不同设定的可 编程的带宽。例如，多模式接收机可以具有从100kHz到高达10MHz的 带宽以支持各种模式，如全球移动通信系统（GSM）、时分同步码分多址 （TD-SCDMA）、宽带码分多址（WCDMA）、长期演进（LTE）、增强型 LTE以及现有技术中已知的其他通信标准。此外，滤波器随着一个朝向 输出（朝向图2的右侧）进一步移动而提供逐渐更多的抑制。该架构还使 用估计电路220和估计电路230（为了方便而标记为Pdet1和Pdet2）。估 计电路220和估计电路230可以例如通过测量电压并且根据电压计算功率 （因为功率和电压是直接相关的）来测量（估计）功率，并且估计电路 220和估计电路230在本文中被称为功率估计电路。这些功率估计电路可 以连接至接收机的同相路径和正交路径中的任一个或者二者。此外，这些 功率估计电路可以实施为任何类型的检测器，例如峰值检测器、功率检测 器或者本领域技术人员理解的任何其他类型的功率估计电路。可以由后混 频放大器（post-mixer amplifier，PMA）226a和可变增益放大器（VGA） 246a提供增益调整。功率估计电路220可以测量混频器输出218a处的功 率，功率估计电路230可以测量PMA输出228a处的功率。

由此，混频信号218由滤波器222a滤波以提供信号224a，信号224a 被放大以提供信号228a。放大的信号228a被滤波以提供信号234a，信号 234a被放大以提供信号248a。逻辑模块250包括接收信号强度指示 （RSSI）模块252，RSSI模块252测量电压或者功率并且将输出253提 供给RF干扰缓解状态机254。以下进一步描述RSSI 252。状态机254接 收来自功率估计电路220和230的以及来自RSSI 252的输入，并且向LNA 204、PMA 226a和226b以及VGA 246a和246b提供反馈。状态机254 还可以向滤波器222a和/或滤波器232a以及它们的对应物222b和/或232b 提供信号，以使一个或更多个滤波器能够如以下进一步讨论的那样被使 能。逻辑模块250可以耦接至发射机（未示出），该发射机可以向天线提 供信号用于传输。

多模式接收机架构支持针对包括滤波器222a的滤波器的若干带宽设 定。接收机架构可以使用相同基带链来支持GSM、TD-SCDMA、 WCDMA和LTE（多重带宽选项）。根据这些各种标准，可以支持100 kHz、600kHz、2MHz、2.5MHz、5MHz、7.5MHz和10MHz的典型 基带带宽选项。

图3示出如何可以将滤波器222a的带宽调谐到不同的频率范围。例 如在滤波器222a具有可调整到宽的设定、中等的设定以及窄的设定的带 宽的情况下，对PMA输出的频率响应可以是可变的。例如，在图3中连 同期望信号310的频率含量示出了频率响应图320（滤波器222a的窄设 定）、频率响应图330（中等设定）和频率响应图340（宽设定）。

如图3所示，本公开的一些实施例使用Pdet2测量干扰的级别并且基 于干扰估计来优化接收机。这种技术可以用于确定存在哪种干扰情形（如 以下在图4a至图4c的上下文中所讨论的）并且然后用于如以下在“最优 接收机配置”部分中讨论的那样将接收机配置成最优性能。

状态机254可以是可以以各种方式实现的数字状态机，其控制接收机 200中的电路以进行功率估计和RSSI测量、确定RF电路的最优配置并 且据此提供反馈。这样的反馈可以包括一个或更多个滤波器的带宽的设 定、如果不需要则可以对某些滤波器级进行旁通、和/或修改放大器和/或 混频器级的增益和偏置。

图4a至图4c示出了三种不同的干扰情形。图4a所示的情形1是带 外干扰的情况，其中，干扰信号420的频率（fint）相对远离（在频带的 外部表示为foob）期望的信号410，即fint>foob。图4b所示的情形2是 中频干扰的情况，其中，干扰430包含在带外区域之下（在频率上低于带 外区域）但是不在相邻的信道中的区域中，即fib1<fint<foob，其中，fib1 表示带内界限。图4c所示的情形3是相邻信道和/或近邻窄带干扰的情况。 在该情况中干扰440处于比fib1更低的频率处。对于每种情形，图2中 的功率估计电路220和功率估计电路230将以不同的方式响应，如在下表 1中列出的各种情况中所描述的那样。在表1中，BBF1和BBF2分别指 滤波器222a和滤波器232a（或者如果图2中的下方处理路径可应用，则 分别指滤波器222b和滤波器232b）。功率检测器响应的一个可能集合使 用如图3中的针对滤波器222a的宽滤波器设定和窄滤波器设定，表1中 的设定1对应于宽的而设定2对应于窄的。换句话说，状态机254引导： 使用具有不同带宽的两个不同的滤波器设定来进行功率测量。除了宽/窄 以外的滤波器设定配对也可以用于表1中的情况和逻辑。例如，再次参考 图3，表1中的设定1可以是宽的而设定2可以是中间的，或者设定1可 以是中间的而设定2可以是窄的。这样的对带宽（在带宽方面设定1宽于 设定2）的有差别的使用使得能够收集关于干扰的性质的信息。

表1：基于功率测量和滤波器设定的不同方式的情况

状态机254引导功率估计器220和230来进行功率估计测量并且基于 该测量采用按照相关的情况的逻辑。阈值（阈值1和阈值2）可以是预定 的（例如，基于期望被检测的干扰级别，例如阈值1=-35dBm且阈值2=-52 dBm）并且形成比较的基础，如表1所示。Pdet2测量可以与其比较以确 定是否对BBF2进行旁通的阈值（阈值3）也可以是预定的，例如阈值3= -70dBm。

通过以动态的方式采用具有可变带宽的滤波器（例如，在第一带宽处 进行一次测量并且在第二带宽处进行另一次测量），本公开的实施例识别 了干扰的区域并且可以（通过状态机254）智能地相应采取动作以缓解这 样的干扰。这样的处理是动态的，使得能够有效适应各种干扰状况，并且 不是如现有技术手段那样预先设置的，现有技术手段会由于对干扰的有缺 陷的假设而不必要地降低性能。

最优接收机配置

对于这五种不同的情况，无线电电路可以如下地以不同于标称操作的 方式最优地被配置。标称操作可以包括启用基带滤波器222a和基带滤波 器232a以及采用使接收机的信噪比（SNR）最大的预定增益设定。

在情况1中，状态机254可以发送下述反馈，该反馈导致对滤波器 232a进行旁通。可以减小LNA 204的和/或混频器216的偏置电流，或者 可以减小LNA 204的和/或混频器216的增益，或者可以增大该偏置电流 而减小该增益，以改进RF级的线性。

在情况2中，可以对滤波器232a进行旁通。可以减小PMA 226a的 增益以改进接收机的线性。

在情况3中，可以对滤波器232a进行旁通。可以减小LNA 204的和 /或混频器216的增益以改进接收机的线性。

在情况4中，可以启用基带滤波器222a和基带滤波器232a两者。可 以减小PMA 226a的增益以改进接收机的线性。

在情况5中，可以启用基带滤波器222a和基带滤波器232a两者。可 以减小LNA 204的和/或混频器216的增益以改进接收机的线性。

状态机254可以发送信号260a、260b，这些信号指示如在以上情况 中所具体说明的那样的对各种数目的滤波器的使用。

在一些实施例中，周期性地，在接收机的操作被修改之后，可以重新 检查标称操作情况的估计读数，以确定新的最优配置。由此，该架构允许 最优操作随着变化的干扰状况而动态地改变。周期性可以受到特定因素的 约束。在最小侧，最小周期性可以由估计电路进行实际测量的能力（例如 10微秒至数百微秒）以及蜂窝通信系统的典型时隙尺寸（slot size）来确 定。在时隙期间通常使几个参数如增益保持恒定，以确保在该时隙期间良 好质量的信号而没有过多的瞬变。基于这两种约束，状态改变的最小周期 性可以近似于时隙长度或者大约为500微秒至700微秒。在最大侧，周期 性可能会由装置如蜂窝电话的信号状况的最慢预期变化来规定。这可以根 据由于以例如3千米每小时的步进速度行进的2GHz载波而造成的多普勒 频移来计算出为大约100毫秒。因此，在高端，周期性可以是大约100 毫秒。

可以确定操作的周期性的一个因素是信道质量度量，如SNR（信噪 比）估计或块级错误率（BLER）。可以在逻辑模块250中的信道质量估 计器272处计算信道质量度量，如SNR估计和块级错误率。如本领域技 术人员所理解的，这些度量是使用可应用于典型的蜂窝标准中的技术来被 估计的。用于计算块错误率的典型方法是对比特块进行循环冗余校验并且 计算未能通过该校验的块与所接收的块的总数的比率的累积总计 （running total）。这些度量可以在信道质量估计器272处连续地被测量并 且可以指示信号状况是否差，这可以指示干扰存在而由此应该更加频繁地 被评估。由此，在一些实施例中，操作以最低的速率进行直到质量度量超 过了预定阈值为止。当这种情况发生时，更新可以基于逻辑模块250的速 率更新逻辑模块270处的逻辑和控制而变得更加频繁。可以预先确定大量 阈值，这些阈值根据信号状况来以例如高的更新速率、中等更新速率和慢 的更新速率来设定操作。

示例滤波器参数

可以以各种方式实施基带滤波器级以提供逐渐变窄的带宽。例如，滤 波器222a可以实施为3极点滤波器，而滤波器232a可以实施为4极点/2 零点滤波器。

许多不同的干扰区域例如三个干扰区域可以是以不同模式操作的基 础。对干扰区域的分解可以如下。干扰区域3可以对应于在频率上以大于 八倍信道带宽远离所期望的信号的任何信号。干扰区域2可以对应于在频 率上以在大约两倍信道带宽与八倍信道带宽之间远离的任何信号。干扰区 域1可以对应于在频率上以大约一倍信道带宽远离的任何信号，即相邻的 信道。这种分解对不同的通用通信标准导致表2所示的以下干扰区域。

表2：用于各种通信标准的干扰区域

滤波器222a可以在针对各种带宽设定的三个干扰区域中的抑制的量 的方面进行描述。表3示出了抑制的一些示例性数字。

表3：各种带宽设定的抑制

作为示例，假设期望的是检测大于-30dBm的干扰。于是，功率估计 电路的功率估计阈值可以如下设定：Pdet1的阈值等于-35dBm，在滤波器 222a被设定到第一带宽设定（设定1）的情况下Pdet2的阈值等于-52dBm， 并且在滤波器222a被设定到第二带宽设定（设定2）的情况下Pdet2的 阈值等于-70dBm。以下在表4至表6中的（由状态机254确定的）标识 “是”和“否”指示对于特定的功率估计电路而言是否超过对应的建议阈 值。

  参考天线的功率测量   与阈值有关的逻辑   Pdet1=-30dBm   ＞-35dBm-是   Pdet2设定1≤-55dBm   ＞-52dBm-否   Pdet2设定2≤-100dBm   ＞-70dBm-否

表4：在功率等于-30dBm的情况下干扰区域3中的信号的示例

  参考天线的功率测量   与阈值有关的逻辑   Pdet1=-30dBm   ＞-35dBm-是   Pdet2设定1≥-45dBm   ＞-52dBm-是   Pdet2设定2=-80dBm   ＞-70dBm-否

表5：在功率等于-30dBm的情况下干扰区域2中的信号的示例

  参考天线的功率测量   与阈值有关的逻辑   Pdet1=-30dBm   ＞-35dBm-是   Pdet2设定1≥-30dBm   ＞-60dBm-是   Pdet2设定2=-54dBm   ＞-70dBm-是

表6：在功率等于-30dBm的情况下干扰区域1中的信号的示例

由此，本公开的实施例可以确定干扰信号以大于-35dBm的功率存在 并且可以识别出干扰存在于哪个频率区域。这仅是一种情形，而许多其他 可能的检测级别、方法和偏移是可能的。

状态机254可以发送信号260d、260e、260f、260g以调整图2所示 的各种系统部件的增益和/或偏置。如图2所示，接收机架构可以包括 LNA、混频器以及驱动混频器的本地振荡器（LO）链。在典型的情况下， 可以通过使用1dB压缩点度量来评价RF电路的线性。该度量指示了电路 被压缩的点从而因此该度量是针对良好质量的接收可以允许的最大干扰 水平。1dB压缩点可以通过在LNA和混频器中使用的晶体管的偏置来确 定或者由取决于电路的架构的LO链中使用的偏置的量来确定。在典型的 情况下，1dB压缩点可以调整成大约为-30dBm，以便节省电流。如果干 扰被检测为大于-30dBm，则5mA至10mA的偏置电流的典型变化可以提 供1dB压缩点的10dB增大以成为大于-20dBm。

替选地，可以实施增益变化以实现1dB压缩点的增大。例如，如果 在低偏置状态以大约-30dBm的1dB压缩点来操作电路，则增益的10dB 减少会将压缩点增大成大于-20dBm。由此，一些实施例可以包括5dB至 10dB的增益变化，该增益变化使得RF电路的1dB压缩点增大等同的5dB 至10dB。结合偏置变化的增益变化可以提供1dB压缩点的在15dB与20dB 之间的增大。

可以确定是否要用增益和/或偏置变化来改进线性的因素是由RSSI 模块252提供的接收信号强度指示（RSSI）。使用增益变化对线性的改进 还使得信噪比性能降低，这是因为RF电路的噪声指数增大。由于这一点， 一些实施例可以使用RSSI阈值来确定要在何点处使用增益变化。在一些 实施例中，该RSSI阈值设定了在将要使用增益变化来改进线性之前必须 超过的水平。然而，通常，由于增益变化方法使用了减小的偏置以及由此 更小的耗用电流，因此，如果RSSI阈值被超过，则使用增益变化而不是 偏置变化。

图5是根据一些实施例的处理500的流程图。在处理500开始后，将 输入信号（例如信号202）放大（块510），以提供放大的输入信号（例如 信号214），将放大的输入信号与振荡器信号（例如信号212）混频（块 520），以提供混频信号（例如信号218a）。例如在图2所示的Pdet1处测 量混频信号的电压或功率（块530）。用具有可调整以包括第一带宽的带 宽的第一滤波器（例如，滤波器222a）对混频信号进行滤波（块540）， 以提供第一滤波信号（例如信号224a），该第一滤波信号（块550）被放 大以提供第一放大信号（例如信号228a）。例如在图2所示的Pdet2处测 量第一放大信号的电压或功率（块560）。如果在Pdet1处的测量大于预 定阈值T1且在第一滤波器设定到第一带宽的情况下在Pdet2处的测量小 于预定阈值T2（比较572），则可以减小用于放大输入信号的、或者用于 混频的或者用于放大输入信号和混频二者的增益，或者可以增大用于放大 输入信号的、或者用于混频的或者用于放大输入信号和混频二者的偏置电 流。基于可以在图2中的RSSI模块252处计算出的RSSI测量以及与RSSI 阈值的比较（比较574），可以减小增益或者可以增大偏置电流，如图5 所示（块580、块582）。如果在Pdet2处的测量大于预定阈值T2（比较 576），则可以减小用于放大第一滤波信号、放大输入信号以及混频中的至 少一个的增益（块584）。

状态机254可以经由信号260a提供反馈以改变VGA 246a的增益。 增益变化可以使LNA 204、混频器216和/或PMA 226b中的任何增益变 化偏移。VGA 246a的增益变化一般说来不会改进接收机在干扰情况下的 线性，这是因为该VGA级是在所有的滤波器级之后。然而，如果LNA、 混频器和/或PMA的增益是为了改进线性而变化，则可以调整VGA的增 益以补偿在这些级中的增益的减小。

图6是根据一些实施例的处理600的流程图。在处理600开始后，将 输入信号（例如信号202）放大（块610），以提供放大的输入信号（例如 信号214），将放大的输入信号与振荡器信号（例如信号212）混频（块 612），以提供混频信号（例如信号218a）。例如在图2所示的Pdet1处测 量混频信号的功率（块614）。用具有可调整以包括第一带宽和窄于第一 带宽的第二带宽的带宽的第一滤波器（例如滤波器222a）对混频信号进 行滤波（块616），以提供第一滤波信号（例如信号224a），该第一滤波信 号被放大（块618）以提供第一放大信号（例如信号228a）。例如在图2 所示的Pdet2处测量第一放大信号的电压或功率（块620）。设置第二滤 波器（例如滤波器232a）（块622）以对第一放大信号进行滤波，以提供 第二滤波信号（例如，信号234a）。如果在第一滤波器设定到第二带宽的 情况下所测量的第一放大信号的电压或功率小于预定阈值，则对第二滤波 器进行旁通（块624）。换句话说，在满足预定的条件的情况下（在第一 滤波器设定到第二带宽的情况下所测量的第一放大信号的电压或功率小 于预定阈值时）禁用第二滤波器。

图2中的接收机架构还可以有效地实施以用于图7所示的MIMO（多 输入多输出）系统。由于对3G和4G蜂窝系统的MIMO要求，分集接收 机通常包括在RF和基带架构中。这个附加的接收机并不为GSM/Edge 模式所需，从而因此可以用于执行图2所示的功率估计功能。基于该信息 和以上描述的其他因素（例如关于各种情况和干扰区域的因素），可以基 于所确定的干扰水平和/或干扰频率来最优地配置一个或更多个接收机的 模式。

图7示出了接收机模块710b和接收机模块710a，其中，接收机模块 710b可以接收来自主接收天线712b的输入，接收机模块710a可以接收 来自分集天线712a的输入。每个接收机模块中的处理与以上在图2的上 下文中所讨论的处理类似，以下仅讨论某些与图2的差别。分集接收机模 块710a可以用于在估计电路720（标记为Pdet1）和估计电路730（标记 为Pdet2）处的电压或者功率估计。状态机754可以如图7所示的那样提 供反馈信号，以与上述方式类似的方式来控制滤波器的使用、滤波器（例 如，可变带宽滤波器722a-1或者可变带宽滤波器722a-2）的带宽、增益 和/或偏置电流。

在一些实施例中使用分集接收机来并行地进行干扰估计提供了几个 优点。一个优点是可以将分集接收机调整到在任何时间所期望的任何带宽 选项，以便检测干扰。主接收机被分配有接收期望的信号的任务，并因此 在所期望的接收时隙期间基带滤波器具有有限的带宽以限制噪声和干扰。 分集接收机在用于干扰检测时不具有这样的限制，因此可以按照需要增大 带宽。另一个优点是可以在不考虑期望的信号的情况下针对最佳的性能来 调整分集接收机的增益以检查干扰。主接收机必须接收所期望的信号，并 因此增益控制被设定成使所述信号的电平最优化。分集接收机在用于干扰 检测时仍然不受接收期望的信号的需要的约束，并因此可以将增益最优化 以检测干扰。

尽管在此示出并描述了示例，但是实施例不限于所示出的细节，这是 因为在权利要求的等同物的范围和界限内可以由本领域技术人员对其做 出各种修改和结构改变。