具有中性点钳位拓扑的电压源转换器及其操作方法

摘要

一种具有中性点钳位(NPC)拓扑(其具有一个或多个相)的电压源转换器，包括：中间DC电路，其具有在正极端和负极端之间串联连接的至少第一和第二电容，在这两个电容之间提供中心抽头端，以及至少一个子电路，用于产生交流电压的一个相，每个子电路包括：AC端，用于供应脉冲电压；常规NPC转换器形式的电路设置，其具有在所述AC端与所述正极端之间的至少两个开关的第一串联连接、在所述AC端与所述负极端之间的至少两个开关的第二串联连接以及从所述中心抽头端到该两个双开关串联连接的中心的可切换连接；以及分配给所述双开关串联连接的附加的第一和第二辅助开关。

说明书

技术领域

本发明涉及电子转换器的技术。它涉及具有根据权利要求1的引言的中性点钳位(NPC)拓扑的电压源转换器(VSC)。它还涉及用于操作这样的转换器的方法。

背景技术

3级电压源转换器(VSC)，在参考文献(1)和参考文献(2)(参见图1(a)，其具有晶体管T1-T4、二极管D1-D6、正极端P、负极端N和中性点0)中提出的在工业中广泛使用的3级中性点钳位(NPC)拓扑的特定情况下，最常在中等电压范围应用(例如，轧机、风扇、泵、海洋应用、开采、牵引和风能市场；参见参考文献(3)和(4))中使用。最近的调查示出3级NPC VSC还是对于低压应用有前途的备选方案(参见参考文献(5)和(6))。

与在图1(b)中示出的2级VSC相比，3级常规NPC VSC的特点是两个附加的有源开关、两个额外的隔离栅极驱动器和每相分支四个二极管。3相3级NPC VSC允许空间矢量图中的27个开关状态，而2级VSC只允许八个开关状态(参见参考文献(4))。因此，相电流和DC链接电压(U_DC)的明显较好的可控性是优于2级转换器的最显著的优势(参见参考文献(4))。

另外，在例如光伏电网逆变器、整流器、马达驱动器和有源滤波器等应用中，如果考虑的开关频率足够高(参见参考文献(6))，则3级常规NPC和/或T型NPC(参见图1(c))系统可以实现比2级转换器更低的损耗。常规NPC和/或T型VSC的一个相当大的劣势是跨半导体器件的通常不均匀的损耗分布以及因而产生的在它们的结上的不对称温度分布。

在标准商用3级NPC桥分支模块中组装的半导体芯片大多数忽略特定元件上的损耗分布地尺寸化和额定化(参见参考文献(3))。采用该方式，由于损耗分布问题，使用这些器件常常导致具有昂贵且不受用的半导体面积的过大设计(参见参考文献(6))。

除此之外，用于提高系统效率的调制方案可以促成不均匀的损耗分布，从而使其更糟、增加了功率模块内部的晶体管和二极管的操作温差和/或扩大了它们的热循环。

部件的热失配导致模块内的材料上诱导的热应力并且热机械损坏可能发生(参见参考文献(7)和(8))。因此，因为高的功率密度、效率和部件可靠性的期望的特性可能互相冲突，3级NPC系统的设计变得相当复杂。

由于不均等的损耗分布以及随之发生的跨相分支的半导体的结温分布的失配，在高功率转换器的特定情形下，NPC功率模块的使用通常导致低的半导体利用(参见参考文献(4))。采用这种方式，单个半导体器件(额定值不同)的使用在建立转换器的桥分支中更有利。采用额定值相似的单个半导体的NPC系统，通常使这些器件安装在独立的散热器中，以便实现个体部件的良好的热去耦。遗憾地，不同的单个半导体和/或独立散热器的使用通常导致成本增加且庞大的系统。

常规NPC的每相分支添加高达两个额外的有源开关导致损耗分布的明显改善，其中包含另外的开关状态与新的换向可能性(参见图1(d)，其具有附加的晶体管T_AX3和T_AX4，以及参考文献(4)和(9))。该配置称为有源NPC(A-NPC)，允许中性抽头的上下通路的特定利用，并且从而，影响传导和开关损耗在半导体器件之间的分布(参见参考文献(9))。当与常规NPC拓扑比较时，A-NPC需要6个额外的有源开关(每分支两个)和6个额外的栅极驱动器。

发明内容

本发明的目的是引入新颖的3级拓扑作为对典型的2级或3级VSC系统的备选方案，其对于中等开关频率范围值不仅可以实现比现有技术的拓扑更高的效率，而且还能够克服典型的3级系统的损耗分布问题，使得可以实现转换器输出功率和/或系统可靠性的显著提高。

该目的和其他目的由根据权利要求1的电压源转换器和根据权利要求18的方法获得。

根据本发明，具有中性点钳位(NPC)拓扑(其具有一个或多个相)的电压源转换器(VSC)包括：

-中间DC电路，其具有在正极端和负极端之间串联连接的至少第一和第二电容，在这两个电容之间提供中心抽头端；和

-至少一个子电路，用于产生交流电压的一个相，每个子电路包括：

○AC端，用于供应脉冲电压；

○常规的中性点钳位转换器形式的电路设置，其具有在所述AC端与所述正极端之间的至少两个开关的第一串联连接、在所述AC端与所述负极端之间的至少两个开关的第二串联连接以及从所述中心抽头端到该两个双开关串联连接的中心的可切换连接；以及

○分配给所述双开关串联连接的附加的第一和第二辅助开关。

根据本发明的实施例，第一和第二双开关串联连接每个包括串联连接的两个有源开关，从所述中心抽头端到该两个双开关串联连接的中心的可切换连接，其每个包括二极管作为无源开关，并且附加的第一和第二辅助开关分别在所述AC端与所述正极和负极端之间连接。该实施例基于常规的3级NPC。

根据本发明的另一个实施例，第一和第二所述附加辅助开关具有并联连接的二极管或有源开关。

根据本发明的另一个实施例，一个或多个有源开关从所述第一和第二双开关串联连接连接到所述中心抽头端。NPC从而变成A-NPC。

根据本发明的另一个实施例，第一和第二双开关串联连接每个包括串联连接的有源开关和二极管，从所述中心抽头端到该两个双开关串联连接的可切换连接每个包括二极管作为无源开关，并且附加的第一和第二辅助开关分别在所述AC端与所述正极和负极端之间连接。该实施例基于T型NPC。

根据本发明的另一个实施例，第一和/或第二所述附加辅助开关具有并联连接的二极管或有源开关。

根据本发明的另一个实施例，一个或多个有源开关从所述第一和第二双开关串联连接连接到所述中心抽头端。

根据本发明的另外的实施例

-中间DC电路具有在正极端和负极端之间串联连接的四个电容，在所述电容之间提供中心抽头端，

-用于产生交流电压的一个相的至少一个子电路包括：

○在所述第一串联连接内的在所述AC端与所述正极端之间的至少四个开关；

○在所述第二串联连接内的在所述AC端与所述负极端之间的至少四个开关；

○在所述正极和负极端之间串联连接的四个附加辅助开关，其中AC端连接到该四个附加辅助开关的串联连接的中点；以及

-一个或多个二极管连接在所述四个电容的每个串联连接与所述子电路开关的串联连接之间。

这是基于与常规的3级NPC相似配置的5级NPC。

根据本发明的另一个实施例，四个附加辅助开关中的任一个具有并联连接的二极管或有源开关。

根据本发明的另一个实施例，一个或多个有源开关在所述四个电容的每个串联连接与所述子电路开关的串联连接之间连接。

根据本发明的另外的实施例

-中间DC电路具有在正极端和负极端之间串联连接的六个电容，在所述电容之间提供中心抽头端，

-用于产生交流电压的一个相的至少一个子电路包括：

○在所述第一串联连接内的在所述AC端与所述正极端之间的至少六个开关；

○在所述第二串联连接内的在所述AC端与所述负极端之间的至少六个开关；

○在所述正极和负极端之间串联连接的六个附加辅助开关，其中AC端连接到该六个附加辅助开关的串联连接的中点；以及

-在所述六个电容的每个串联连接与所述子电路开关的串联连接之间连接的一个或多个二极管。

这是基于与常规的3级NPC相似配置的7级NPC。

根据本发明的另一个实施例，六个附加辅助开关中的任一个具有并联连接的二极管或有源开关。

根据本发明的另一个实施例，一个或多个有源开关在所述六个电容的每个串联连接与所述子电路开关的串联连接之间连接。

根据本发明的另一个实施例，所述第一和第二双开关串联连接每个由串联连接的两个有源开关组成。

根据本发明的另一个实施例，所述第一和第二双开关串联连接每个由串联连接的两个有源开关组成，并且所述开关具有并联连接的二极管和/或有源开关。

根据本发明的另一个实施例，电容具有完全相同的值。

根据本发明的另一个实施例，提供三个子电路用于将输出馈送进三相电网。

根据本发明的方法的特征在于每个子电路在相应的AC端处产生脉冲调制电压信号以便产生AC电压。

附图说明

现在将借助不同的实施例并且参考附图更仔细地解释本发明。

图1示出各种电压源转换器(VSC)，尤其是常规的3级NPC(a)、2级VSC(b)、T型NPC(c)和3级A-NPC(d)；

图2示出新颖的高效3级VSC(a)的实施例、常规的NPC(b)、T型NPC和2级VSC操作模式(d)；

图3示出在提出的用于常规NPC操作模式的3级VSC中的换向步骤，即对于I_Out＞0(a)和I_Out＜0(b)的开关转换(P1→0)，以及对于I_Out＞0(c)和I_Out＜0(d)的开关转换(0→P1)；

图4描绘在提出的用于T型操作模式的3级VSC中的换向步骤，即对于I_Out＞0(a)和I_Out＜0(b)的开关转换(P2→0)，以及对于I_Out＞0(c)和I_Out＜0(d)的开关转换(0→P2)；

图5示出提出的3级VSC的换向曲线，其中S_T1和S_Tax1分别是晶体管T₁和T_Ax1的开关命令，I_{C_T1}和I_{C_Tax1}分别是跨晶体管T₁和T_Ax1的集电极电流，并且V_{CE_Tax1}是跨晶体管T_Ax1的集电极-发射极电压；

图6示出对于具有U_DC＝700V的10kVA 3相3级逆变器操作的相电流和优化钳位策略；

图7描绘采用商用半导体(操作具有：归一的功率因子；输出电压峰值U_{Out_pk}＝325V；以及相电流峰值I_{Out_pk}＝20.5A)的10kVA逆变器的不同拓扑之间的效率对比；

图8示出对于以下各情况的桥分支部件之间的损耗分布：常规的NPC(a)；T型NPC(b)；A-NPC(c)，采用模式1(d)的新的3级VSC；以及采用模式2(e)操作的新的3级VSC；

图9描绘3相3级逆变器的相分支部件操作/平均结温：(a)常规的NPC；(b)T型NPC；(c)A-NPC；和(d)采用模式2操作的新的3级VSC；

图10示出两个新颖的多级电压源逆变器，即5级VSC(a)和新颖的7级VSC形式(b)；以及

图11示出新颖的3级VSC，其基于：A-NPC(a)、T型NPC(b)、备选的新的3级VSC(c)和备选的新的3级A-NPC(d)。

部件列表

0中心抽头端103级VSC11中间DC电路12子电路13AC端C1、C2电容器D₁-D₆二极管N负极端P正极端T₁-T₁₂开关(晶体管)T_Ax1-T_Ax6辅助开关(晶体管)t₁-t₁₂时间点t_d1、t_d2持续时间

具体实施方式

3级常规NPC VSC具有若干有吸引力的特征，这解释了它在功率电子器件市场上取得的显著成绩(参见参考文献(10))。该转换器主要的结构上的缺陷(这在参考文献(4)和参考文献(9)-(13)中深入研究)是不均匀的损耗分布和因而产生的半导体结的不对称温度分布。常规NPC VSC的每相分支添加高达两个额外的有源开关(图1(d)中的晶体管T_Ax3和T_Ax4)允许半导体损耗分布的明显改善，其中包含附加的开关状态和新的换向可能性(参见参考文献(4))。该配置在参考文献(14)中引入并且在文献中称为有源NPC(A-NPC)。该A-NPC实现中性抽头的上下通路的特定利用并且从而影响传导和开关损耗在半导体器件之间的分布(参见参考文献(4))。

在本申请中，以损耗平衡能力为特点的新颖的3级VSC拓扑提出作为若干有源钳位3级拓扑的备选方案，其包括常规的NPC和A-NPC。至于A-NPC，提出的系统(其实施例在图2(a)中示出)在与常规的NPC比较时需要两个额外的开关和栅极驱动器(每相分支)。对于在低压转换器范围(1000V以下)内的操作，与A-NPC VSC相比，采用1200V器件作为辅助开关(图2(a)中的晶体管T_Ax1和T_Ax2)。A-NPC将需要两个额外的有源开关(每相分支)，额定值600V。

策略性安置的辅助开关(图2(a)中的新的3级VSC 10的T_Ax1和T_Ax2)允许提出的转换器作为常规NPC操作(与图1(a)对比地参见图2(b))，和/或T型NPC(与图1(c)对比地参见图2(c)))。与对常规NPC提供额外的冗余零状态(中心抽头“0”)的A-NPC相比，提出的拓扑中的新的开关T_Ax1和T_Ax2创建到“P”和“N”电势或端的冗余开关状态。

基本上，在T型NPC操作期间，上部和底部开关(晶体管T₁和T₄)上的损耗可以减轻。因此，跨相分支内的器件的损耗可以策略性地分布。

在T型NPC操作期间，因为在电流通路中存在更少的器件，传导损耗可以急剧减少。该特性允许在与总是包含两个器件传导的NPC和/或A-NPC相比时的更高效操作。

在逆变器操作中，通过正确选择正极和负极开关状态，提高新的3级VSC 10的效率是可能的。系统的损耗可以采用辅助开关(T_Ax1和T_Ax2)在仅外部开关(T₁和T₄)承受开关损耗时只显示传导损耗这样的方式分布。因此，具有优良的导通态特征的晶体管可以选为辅助开关T_Ax1和T_Ax2，而高速器件将更适合于外部开关T₁和T₄。

考虑在图2(a)中示出的新的3级VSC 10的单个相分支。提出的系统的开关状态在下文的表I中给出。如可以注意的，冗余开关状态“P1”和“N1”限定常规NPC操作，而状态“P2”和“N2”与T型VSC操作匹配。当然，开关T₁和T_Ax1可以立刻导通以便使ac端连接到DC链接的“P”点，并且同样地，开关T₄和T_Ax2可以一起导通来使ac端连接到“N”点。

然而，两个冗余通路之间的电流分布将未被精确地限定。在这些情况下，正使用的器件的导通态特性、之前的开关状态以及寄生电感将限定电流通路。

在本发明中，提出特定换向，其中T型和常规NPC操作混合以便提高系统效率。开关状态在表I中示出为“P3”和“N3”。注意，使用“P1”、“P2”、“P3”、“N1”、“N2”或“N3”的到或从端“P”和“N”的直接换向描述了2级VSC。图2(d)示出了适合的2级VSC操作(在相应的操作模式中不活动的开关或晶体管被画上影线)。

表I：新的3级VSC的开关状态

器件T₁T₂T₃T₄T_Ax1T_Ax2操作模式P1状态110000NPCP2状态010010T型P3状态110010NPC/T型0状态011000NPC/T型N1状态001100NPCN2状态001001T型N3状态001101NPC/T型

到或从新的状态的换向(包含在常规的NPC VSC中)确定跨系统的半导体器件的功率损耗分布。至于常规和有源NPC，所有换向在一个有源开关与一个二极管之间发生(即使超出两个器件导通或关断)仅一个有源开关和一个二极管经历必要的开关损耗(参见参考文献(4))。

假设ac端施加正或负电流(I_Out＞0或I_Out＜0)和正输出电压的操作条件，到或从“P1”、“P2”和“0”的换向给出如下(参见图3和4)：

a)“P1”换向到“0”(P1→0)：该换向在T₁关断时开始，并且其在死区时间后当T₃导通时完成。开关T₂保持导通，而T_Ax1、T_Ax2和T₄保持关断。如果I_Out＞0，如在图3(a)中示出的，电流I_Out在T₁关断后从T₁换向到D₅，并且必要的关断损耗在T₁处发生。如果I_Out＜0，如在图3(b)中示出的，电流I_Out在T₃导通后从D₁/D₂换向到T₃和D₆。因此，T₃和D₁分别经历导通和恢复损耗。

b)“0”换向到“P1”(0→P1)：该换向在T₃关断时开始，并且其在死区时间后当T₁导通时完成。开关T₂保持导通，而T_Ax1、T_Ax2和T₄保持关断。如果I_Out＞0，如在图3(c)中示出的，电流I_Out在T₁导通期间从D₅换向到T₁。在该情况下，T₁和D₅分别经历导通和恢复损耗。如果I_Out＜0，如在图3(d)中示出的，电流I_Out在T₃关断期间从D₆/T₃换向到D₁/D₂。因此，必要的关断损耗在T₃处发生。

c)“P2”换向到“0”(P2→0)：该换向在T_Ax1关断时开始，并且其在死区时间后当T₃导通时完成。开关T₂保持导通，而T₁、T₄和T_Ax2保持关断。如果I_Out＞0，如在图4(a)中示出的，电流I_Out在T_Ax1关断期间自然地从T_Ax1换向到T₂和D₅，并且必要的关断损耗在T_Ax1处发生。如果I_Out＜0，如在图4(b)中示出的，电流I_Out在T₃导通后从D₁/D₂换向到T₃和D₆。因此，T₃和D₁分别经历导通和恢复损耗。

d)“0”换向到“P2”(0→P2)：该换向在T₃关断时开始，并且其在死区时间后当T_Ax1导通时完成。开关T₂保持导通，而T₁、T₄和T_Ax2保持关断。如果I_Out＞0，如在图4(c)中示出的，电流I_Out在T_Ax1导通后从T₂和D₅换向到T_Ax1。在该情况下，T_Ax1和D₅分别经历导通和恢复损耗。如果I_Out＜0，如在图4(d)中示出的，I_Out在T₃关断后从D₆/T₃换向到D₁/D₂。因此，必要的关断损耗在T₃处发生。

对于表I的开关状态“P3”和“N3”，特别关注两个冗余通路之间的电流分布。例如，在T₁和T_Ax1立刻导通的情况下，这些器件的导通态特性、之前的开关状态和寄生电感将强烈地影响这些器件之间的电流分布并且它们的损耗将未被精确地限定。为了利用通路T₁/T₄的普遍良好的开关性能以及通路T_Ax1/T_Ax2的通常较好的导通态特性，考虑到或从“P3”和“0”的开关换向(如在图5中示出的)，以供进一步分析。在图5中，S_T1和S_Tax1分别是T₁和T_Ax1的开关命令。I_{C_T1}和I_{C_Tax1}分别是跨T₁和T_Ax1的集电极电流，并且V_{CE_Tax1}是跨晶体管T_Ax1的集电极-发射极电压。

其中，示出T₁与T_Ax1之间的优化电流转换，其中T₁主要显示开关损耗(关断：t₅→t₆，以及导通：t₇→t₈)。T₁只在时间t_d1和t_d2期间经受传导损耗：必须考虑慢开关的电流“拖尾”而选择这些时间间隔以便保持T_Ax1中的软开关特点。注意间隔t₀→t₁(其中t₁→t₂非常短)必须比t₃→t₅大得多以便确保“P3”期间的传导损耗主要跨T_Ax1耗散。

在下文，表II总结了上文的换向描述，其中示出正负电流的主要开关损耗的分布。

表II：新的3级VSC中的器件开关损耗

至于A-NPC，用于优化跨半导体的结温分布的一般方法是总是尽可能使最热器件保持冷却(参见参考文献(4))。对于实时优化，需要估计或每采样时间测量主半导体的结温。基于温度和相电流信息，简单的算法可以选择适当的换向以便对于来临的开关时期减轻来自最热器件的损耗。

因此，可以实现损耗分布的明显改善，其提高系统的可靠性和/或功率能力。该反馈控制的损耗平衡方法在之前通过参考文献(4)和(9)对A-NPC VSC提出，并且可以通过使用换向的决策图表(如在下文的表III中示出的)而简单地适应于本发明。

该损耗平衡控制的备选策略由参考文献(11)给出，其中对于所有相关操作点脱机进行损耗和器件温度的计算(假设特定控制和调制策略)。从而，不同类型的换向之间的优化比率可以使用前馈控制器和存储的查找表而联机识别为调制指数M和操作功率因子的函数(参见参考文献(11))。

在该新的方法中，因为避免了复杂的实时结温估计，可以实现损耗平衡系统的大致上简化的实施。重要的是要注意这两个损耗平衡方案在渐增的开关频率都变得更有效。

表III-新的3级VSC的决策图表

存在对于3级NPC拓扑的若干调制和控制策略，其不仅可以在A-NPC中使用，还可以在提出的新的3级VSC 10中使用。作为参考，Rodriguez等人(参考文献(10))提供中性点钳位转换器的调查，其中列出许多适合的策略。对于在本发明中呈现的转换器，实施包含相的优化钳位的空间矢量调制方案，如在参考文献(15)中描述的。输出电压矢量总是用三个最近的离散电压空间矢量形成。

因为3级拓扑提供在内六角上的冗余空间矢量，实施优化钳位策略以便减少开关损耗是可能的。采用该调制方案，3级VSC的每个相分支可以使其开关操作在一个周期中停止120°而不降低系统的性能(参见参考文献(15))。当以高效率为目标时，尤其是在高操作频率期间，应该避免切换具有最高电流值的相分支，同时使转换器的相分支之间的损耗分布保持对称。重要的是，要指出该调制方案由于相间隔的优化钳位与T型操作的组合的可能性而尤其适用于提出的3级VSC 10。因此，如果相似的技术和额定电流的器件用于所有有源开关，则传导损耗可以因为在电流通路中存在更少的器件而急剧减少。当与常规的NPC和/或A-NPC(其总是具有在电流通路中传导的两个器件)相比时，该特性给予更高效的操作。对于新颖的3级VSC的10kVA逆变器操作，钳位策略连同所得的相电流可以在图6中看到，其示出对于具有U_DC＝700V的10kVA 3相3级逆变器操作的相电流I_R、I_S和I_T以及优化钳位策略。

为了量化提出的3级VSC拓扑的可行性(其包括提出的具有损耗平衡控制的损耗最小化空间矢量调制)，呈现在该系统与源于2级VSC、常规的NPC、T型NPC和有源NPC的其他额定10kVA的3相逆变器之间的效率比较。在分析中考虑适合的商用半导体(类型IGW25T120和IKW30N60T的IGBT)，在该分析中用测试设置获得损耗数据。在热分析中已经设计并且考虑具有Rth＝0.1K/W热阻的优化散热器。器件的热模型直接在数据表中获得，其中包括来自Bergquist的Hi-flow导热绝缘材料(Rth≈0.4K/W)。

注意为了准确分析开关损耗，仅来自数据表的信息将不足以实现研究的系统的公正比较。由于额定电压器件的失配(例如在T型VSC操作期间)，如果换向二极管只有600V额定值，由于显著较低的反向恢复电荷，则1200V IGBT的导通能量将更低。相似地，600V二极管关断能量将由于换向的1200V IGBT而更高。利用半导体损耗数据和用于相钳位的适合的调制方案形式，在相分支内来自每个器件的损耗可以直接在电路模拟器中获得。

对于提出的VSC系统，在分析中考虑两个操作模式：

a)高效操作(模式1)：系统的损耗采用辅助开关T_Ax1和T_Ax2在仅外部开关T₁和T₄承受开关损耗时只显示传导损耗这样的方式分布。

b)损耗平衡操作(模式2)：该操作模式(T型或NPC)通过遵循在表III中呈现的算法实时计算开关的结温而限定。

在图7中，对在5kHz至48kHz的开关频率范围和低的DC链接电压水平(U_DC＝700V)中的操作呈现研究的逆变器的纯半导体效率。效率比较是在采用商用半导体(以归一的功率因子、输出电压峰值U_{out_pk}＝325V和相电流峰值I_{out_pk}＝20.5A操作)的10kVA逆变器的不同拓扑之间。

对于每个系统，对于48kHz开关频率操作的相分支中个体元件的所得的平均功率损耗分布在图8中示出。最后，对于提出的采用模式2操作的VSC系统以及对于其他3级VSC系统的模拟结温T_J在图9中示出，其中在分析中假设50℃的恒定环境温度T_A。跨散热器的温度分布T_HS视为均匀分布。

如可以在图8中看到的，在高开关频率操作期间，跨T型逆变器的开关的损耗分布是非常不同的。另外，在3级拓扑之间，该系统表现出最低效率η_T。3级A-NPC实现突出的损耗分布性能，从而使IGBT或二极管的主要半导体芯片以相似的结温操作。A-NPC和常规NPC系统显示非常相似的总的半导体损耗P_T。这因为在这两个系统中一个二极管和一个有源开关在每个换向期间总是经历必要的开关和传导损耗而发生(参见参考文献(4))。

如可以在图7中注意到的，采用模式1操作的新的3级系统可以总是实现比常规的NPC、T型NPC和/或A-NPC更高的效率。然而，如在图8中示出的，与A-NPC不同，跨晶体管T₁、T₂、T₃和T₄的功率损耗不相等。另外，采用平衡损耗(模式2)操作的新的3级VSC对25kHz以下的开关频率只显示比A-NPC更好的性能。由于A-NPC无法平衡跨辅助开关的损耗这一事实，可以用新的系统实现在所有器件之间更好的热分布。注意表III的损耗平衡算法旨在使损耗分布在T₁和T₂(T₃和T₄)之间，但它不允许辅助开关比这些器件承受更多的热。这是由于对于48kHz操作跨NPC开关的结温T_J不均等的原因(参见图9)。事实上，没有辅助开关的损耗限制，开关T₁和T₂(T₃和T₄)的热分布曲线实际上将均衡；然而，辅助开关在高的操作开关频率期间将面临非常高的损耗。

重要的是，要指出具有损耗平衡控制特性的多级VSC可以从在图2(a)中示出的提出的3级VSC形式中得到。作为示例，图10(a)和10(b)分别示出5和7级VSC配置，其分别包括辅助开关T_Ax1-T_Ax4和晶体管T₁-T₈，以及辅助开关T_Ax1-T_Ax6和晶体管T₁-T₁₂。

以平衡特性为特点的其他新的3级VSC在图11中示出。例如，图1(d)的有源NPC的每相分支添加高达两个额外的有源开关(T_Ax1和T_Ax2)，得到具有突出的半导体损耗分布的非常高效的3级VSC拓扑。该拓扑在图11(a)中示出。最终，在该相对复杂的拓扑中，多个附加的开关状态和新的换向可能性并入常规NPC，其在与A-NPC(参见图1(d))或新的3级VSC(参见图2(a))相比时给出多得多的半导体损耗可控性。

以基于T型NPC VSC的损耗平衡特性为特点的新的电压源转换器在图11(b)中提出。新的3级VSC(参见图2(a))的备选配置在图11(c)中示出。最后，在图11(a)中呈现的3级转换器的备选配置在图11(d)中示出。

参考文献

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