失衡补偿器与失衡补偿方法以及直接降频接收装置

摘要

一种失衡补偿器与失衡补偿方法以及直接降频接收装置。一种失衡补偿器包括一相位/滤波器不匹配修正电路以及一增益不匹配修正电路。该相位/滤波器不匹配修正电路包括：一可调整滤波器，其根据一第一信号分支路径的一第一输入信号以及一第二信号分支路径的一第二输入信号来产生一第一补偿后的信号至该第一信号分支路径；以及一处理单元，根据该第一补偿后的信号来处理该第二输入信号，并据以产生一第二补偿后的信号。该增益不匹配修正电路用于参考该第一、第二补偿后的信号以设定一增益补偿，并将该增益补偿施加至该第一、第二补偿后的信号其中之一特定补偿后的信号。

说明书

技术领域

本发明所揭露之实施例有关于信号接收，尤指一种用于修正在一同相分支路径与一正交分支路径之间之不匹配的失衡补偿器、失衡补偿方法以及相关的直接降频接收装置。

背景技术

直接降频接收（direct conversion receiving，DCR）架构(又称为零中频接收器)为一接收器设计，其可通过使用一本地振荡器（local oscillator，LO）信号来对进入的射频信号进行解调变的操作，而LO信号的频率与一目标信号的载波频率相同或非常接近。一般而言，DCR架构具有高度芯片整合、低成本、低功耗、小型化（small form factor）等优点，然而，DCR架构可能也会具有直流偏移、闪烁噪声（flicker noise）等缺点。更明确地来说，当使用一正交降频(quadrature down-conversion)机制来将信号馈入至一同相（in-phase,I）分支路径以及一正交（quadrature,Q）分支路径，然后通过具有90度相位差的LO信号来将I信号以及Q信号进行降频时，实际的DCR架构会因为I/Q不匹配而产生一受影响的基频信号输出，其中I/Q不匹配包括增益不匹配、相位不匹配以及滤波器不匹配等影响。因此，需要一种失衡补偿机制来修正这些不想要的不匹配。

传统的脱机(offline)失衡补偿机制使用一种两阶段的修正，其依序进行一滤波器/增益不匹配补偿以及一振荡器相位不匹配补偿。只有在滤波器/增益不匹配完成修正后，振荡器不匹配才会被允许开始执行，因此，两阶段修正是非常耗时的。此外，由于采用数字补偿器之两阶段修正的固有特性，额外的切换装置也会被引入DCR架构以用于适当地控制滤波器/增益不匹配修正操作以及振荡器不匹配修正操作的执行顺序，举例来说，一第一切换装置会设置在位于同相分支路径上之混波器与低通滤波器之间、一第二切换装置设置在位于正交分支路径上之混波器与低通滤波器之间、一第三切换装置用于控制由一校正信号源所产生的一校正/测试信号是否被馈入至位于同相分支路径上的混波器以及位于正交分支路径上的混波器，并且一第四切换装置用于控制由该校正信号源所产生的该校正/测试信号是否被馈入位于同相分支路径上的低通滤波器以及位于正交分支路径上的低通滤波器。在滤波器/增益不匹配修正的程序中，第一切换装置、第二切换装置以及第三切换装置皆处于关闭的状态，然而第四切换装置是被开启的。在振荡器不匹配修正的程序中，第一切换装置、第二切换装置以及第三切换装置皆被开启（switched on），然而第四切换装置是处于关闭（switched off）的状态。不幸地，因为这些切换装置彼此之间也会不匹配，因此会引入不确定的修正准确度，结果反而需要在传统数字补偿器中实作一个更复杂的适应性滤波器区块。

因此，需要一种创新的失衡补偿机制，其可有效率并且准确地修正不匹配所产生的影响。

发明内容

有鉴于此，本发明提出一种失衡补偿器、失衡补偿方法以及相关的直接降频接收装置，以解决上述之问题。

本发明一实施例提供一种用于修正在一第一信号分支路径与一第二信号分支路径之间之一相位/滤波器不匹配以及一增益不匹配的失衡补偿器。该第一信号分支路径与该第二信号分支路径其中之一信号分支路径为一同相分支路径，另一信号分支路径为一正交分支路径。该失衡补偿器包括一相位/滤波器不匹配修正电路以及一增益不匹配修正电路。该相位/滤波器不匹配修正电路包括一可调整滤波器以及一处理单元。该可调整滤波器设置于该第一信号分支路径上，以及根据该第一信号分支路径之一第一输入信号以及该第二信号分支路径之一第二输入信号来调整一滤波器参数设定，并根据该滤波器参数设定以及该第一输入信号来产生一第一补偿后的信号至该第一信号分支路径。该处理单元设置于该第二信号分支路径上，以及根据该第一补偿后的信号来处理该第二输入信号，并据以产生一第二补偿后的信号。该增益不匹配修正电路用于参考该第一补偿后的信号以及该第二补偿后的信号以设定一增益补偿，并且将设定后的该增益补偿施加至该第一补偿后的信号以及该第二补偿后的信号其中之一特定补偿后的信号。

本发明另一实施例提供一种用于修正在一第一信号分支路径与一第二信号分支路径之间之一相位/滤波器不匹配以及一增益不匹配的失衡补偿方法。该第一信号分支路径与该第二信号分支路径其中之一信号分支路径为一同相分支路径，另一信号分支路径为一正交分支路径。该失衡补偿方法包括：进行一相位/滤波器不匹配修正以及进行一增益不匹配修正。进行该相位/滤波器不匹配修正之步骤包括：根据该第一信号分支路径之一第一输入信号以及该第二信号分支路径之一第二输入信号来调整一滤波器参数设定，并且根据该滤波器参数设定来对该第一信号分支路径进行一滤波操作，并据以产生一第一补偿后的信号；以及根据该第一补偿后的信号来处理该第二输入信号，并据以产生一第二补偿后的信号。进行该增益不匹配修正之步骤包括：参考该第一补偿后的信号以及该第二补偿后的信号以设定一增益补偿，并且将设定后的该增益补偿施加至该第一补偿后的信号以及该第二补偿后的信号其中之一特定补偿后的信号。

本发明又一实施例提供一种一直接降频接收装置，包括一第一混波器、一第二混波器、一第一滤波器、一第二滤波器以及一失衡补偿器。该第一混波器设置于一第一信号分支路径上并且用于当该直接降频接收装置操作于一校正模式时，根据一第一频率信号以及一校正信号来产生一第一混波器输出。该第二混波器设置于一第二信号分支路径上并且用于当该直接降频接收装置操作于一校正模式时，根据一第二频率信号以及该校正信号来产生一第二混波器输出，其中该第一信号分支路径与第二信号分支路径中之一信号分支路径为一同相分支路径，并且该第一信号分支路径与第二信号分支路径中之另一信号分支路径为一正交分支路径。该第一滤波器用于根据该第一混波器输出来产生该第一信号分支路径之一第一输入信号。该第二滤波器用于根据该第二混波器输出来产生该第二信号分支路径之一第二输入信号。该失衡补偿器耦接于该第一滤波器与第二滤波器并且用于根据该第一输入信号以及第二输入信号来修正该第一信号分支路径与该第二信号分支路径之间之一相位/滤波器不匹配以及一增益不匹配。其中无论该失衡补偿器是否正在修正该相位/滤波器不匹配或该增益不匹配，该第一滤波器系持续耦接于该第一混波器并且该第二滤波器系持续耦接于该第二混波器。

本发明所提出之失衡补偿器与失衡补偿方法以及直接降频接收装置，可提供一同时进行的滤波器不匹配修正以及振荡器不匹配修正（亦即，一同时进行的增益/滤波器以及相位不匹配修正），却不需要使用额外的切换装置来将振荡器不匹配修正（亦即，一相位以及增益不匹配修正）自一滤波器不匹配修正（亦即，一增益/滤波器不匹配修正）中分隔/隔离出来，如此一来，滤波器不匹配以及相位不匹配可以有效并且准确地被修正。

附图说明

图1为本发明失衡补偿器之一第一实施例的示意图。

第2图为本发明失衡补偿器之一第二实施例的示意图。

第3图为本发明失衡补偿器之一第三实施例的示意图。

第4图为本发明失衡补偿器之一第四实施例的示意图。

第5图为本发明直接降频接收装置之一实施例的示意图。

第6图为本发明直接降频接收装置之另一实施例的示意图。

具体实施方式

在本说明书以及权利要求书当中使用了某些词汇来指代特定的组件。本领域的技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同样的组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”是一个开放式之用语，因此应解释成“包含但不限定于”。另外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接于第二装置，则代表第一装置可以直接电气连接于第二装置，或通过其它装置或连接手段间接地电气连接至第二装置。

本发明在于提供一同时进行的滤波器不匹配修正以及振荡器不匹配修正（亦即，一同时进行的增益/滤波器以及相位不匹配修正），却不需要使用额外的切换装置来将振荡器不匹配修正（亦即，一相位以及增益不匹配修正）自一滤波器不匹配修正（亦即，一增益/滤波器不匹配修正）中分隔/隔离出来，如此一来，滤波器不匹配以及相位不匹配可以有效并且准确地被修正。进一步的细节将详述如下。

请参考图1，图1为本发明失衡补偿器之一第一实施例的示意图。失衡补偿器100用于对两个信号分支路径之间的一相位不匹配以及一滤波器不匹配进行修正，两个信号分支路径包括一同相分支路径BR_I以及一正交分支路径BR_Q。位于图1中的补偿器100的左半部代表不匹配模型(mismatch model)，其包括相位/增益失衡（由馈入一对滤波器132_1与132_2的输入信号所引入）以及滤波器失衡（由一对滤波器132_1与132_2所引入），因此，当处理失衡的问题时，只需要考虑不匹配的部分即可；滤波器132_1对于一参考低通滤波器来说可以视为同相但不匹配的滤波器，而滤波器132_2对于相同的参考低通滤波器来说可以视为正交但不匹配的滤波器。

失衡补偿器100包括(但不局限于)一相位/滤波器不匹配修正电路102以及一增益不匹配修正电路104。对相位/滤波器不匹配修正电路102而言，其包括一可调整滤波器112设置于同相分支路径BR_I上以及一处理单元（例如，一减法器114）设置于正交分支路径BR_Q上。对增益修正电路104而言，其包括一增益调整单元122、一第一功率量测单元124_1、一第二功率量测单元124_2、一运算单元126以及一增益控制单元128。相位/滤波器不匹配修正电路102用于对在同相信号与正交信号之间互相的干扰(crosstalk)进行解耦(decoupling)的操作，并且使得解耦后的信号除了增益的不同以外，具有相同的低通滤波效果。增益修正电路104用于使得产生至同相分支路径BR_I以及正交分支路径BR_Q的输出大致上具有相同的增益施加于其上。

假设由于混波器相位以及增益的不匹配造成实际的混波器输出rx（n）与ry（n）为互相干扰的结果，并且一校正信号源（未绘示）用于产生一白噪声信号u（n）以作为馈入设置于同相分支路径BR_I以及正交分支路径BR_Q上的混波器的校正信号。理想情况下，当没有混波器增益以及相位不匹配时，混波器输出x（n）与y（n）可以简单表示如下:

x(n)＝u(n)cos(ωn)    （1）

y(n)＝u(n)(-sin(ωn))    （2）

然而，当混波器的增益不匹配g与混波器的相位不匹配ψ被列入考虑时，实际的混波器输出rx（n）与ry（n）可以表示如下:

rx(n)＝x(n)＝u(n)cos(ωn)    （3）

ry(n)＝u(n)g(-sin(ωn-φ))＝gy(n)cos(φ)+gx(n)sin(φ)    （4）

从方程式（4）中可以轻易地看见信号之间互相的干扰，因为它包含原本的同相信号x（n）以及原本的正交信号y（n）。接着，假设分别设置于同相分支路径BR_I以及正交分支路径BR_Q上的低通滤波器132_1以及132_2彼此不匹配，举例来说，低通滤波器132_1的转换函数hI（n）具有一单位增益（亦即，hI(n)＝δ(n)），如果我们将同相分支路径上的低通滤波器作为参考低通滤波器，并且低通滤波器132_2的转换函数hQ（n）跟转换函数hI（n）不同的话（亦即，hQ（n）≠hI（n）），这会是一个很自然的选择。因此，同相分支路径BR_I之一第一输入信号S1_IN以及正交分支路径BR_Q之一第二输入信号S2_IN可以表示如下。

S1_IN(n)＝rx(n)*hI(n)＝x(n)*δ(n)＝x(n)    （5）

S2_IN(n)＝ry(n)*hQ(n)＝gy(n)cos(φ)*hQ(n)+gx(n)sin(φ)*hQ(n)    （6）

在上述方程式（5）跟（6）中，“*”的符号系用于表示一折积运算符(convolution operator)。如上所述，相位/滤波器不匹配修正电路102系被实作来对在同相信号与正交信号之间互相的干扰进行解耦的操作，并且使得解耦后的信号除了增益的不同以外，具有相同的低通滤波的效果，在本实施例中，可调整滤波器112设置于同相分支路径BR_I上，并且用于根据第一输入信号S1_IN（n）以及第二输入信号S2_IN（n）来调整一滤波器参数设定w（n），然后根据滤波器参数设定w（n）以及第一输入信号S1_IN（n），来产生一第一补偿后的信号S1_P（n）至同相分支路径BR_I。

举例来说（但本发明并不以此为限），可调整滤波器112使用一种系统辨识方法（system identification，SID）来调整滤波器参数设定w（n）。如上述方程式（1）与（2）所示，混波器输出x（n）独立于混波器输出y（n）（亦即，混波器输出x（n）与混波器输出y（n）不相关/彼此正交），因此，只有包含于第二输入信号S2_IN（n）中的gx(n)sin(φ)*hQ(n)的项目会被追踪来迭代地微调滤波器参数设定w（n）。在滤波器参数设定w（n）因为SID而适当地被调整之后，由可调整滤波器112所产生的第一补偿后的信号S1_P（n）便可以表示如下:

S1_P(n)＝S1_IN(n)·w(n)＝gsin(φ)hQ(n)*x(n)    （7）

如图1所示，一处理单元设置在正交分支路径BR_Q上，以根据第一补偿后的信号S1_P（n）来处理第二输入信号S2_IN（n），并据以产生一第二补偿后的信号S2_P（n）。在本实施例中，处理单元通过减法器114来实作，其可通过自第二输入信号S2_IN（n）中减去第一补偿后的信号S1_P（n）来产生第二补偿后的信号S2_P（n）。因此，第二补偿后的信号S2_P（n）可以表示如下:

S2_P(n)＝S2_IN(n)-S1_P(n)＝gcos(φ)hQ(n)*y(n)    （8）

从上述方程式（1）、（2）、（7）与（8）可知，第一补偿后的信号S1_P（n）以及第二补偿后的信号S2_P（n）跟它们的输入相较起来，是对信号之间互相的干扰进行解耦处理过的。因为同相信号x（n）的净效应为gsin(φ)hQ(n)，并且正交信号y（n）的净效应为gcos(φ)hQ(n)，所以在经过相位/滤波器不匹配修正电路102后，只会剩下一个增益不匹配的效应sin（Φ）/cos （Φ)。因此，相位不匹配以及滤波器不匹配可以通过使用相位/滤波器不匹配修正电路102来正确地被移除，并且只会留下增益不匹配的问题尚未解决。

在本实施例中，增益不匹配修正电路104用于参考第一补偿后的信号S1_P（n）以及第二补偿后的信号S2_P（n）来设定增益补偿A，并且将设定过的增益补偿A施加至第一补偿后的信号S1_P（n）来解决增益不匹配的问题。如图1所示，增益不匹配修正电路104一直耦接于相位/滤波器不匹配修正电路102，这点暗示着当相位/滤波器不匹配修正电路102正在调整滤波器参数设定w（n）并且增益不匹配修正电路104正在设定增益补偿A时，增益不匹配修正电路104持续地串接于相位/滤波器不匹配修正电路102，换句话说，当执行相位/滤波器不匹配修正的操作时，增益不匹配修正也会同时被启，用以处理由于相位/滤波器不匹配修正所产生的第一补偿后的信号S1_P（n）以及第二补偿后的信号S2_P（n）。

第一功率量测单元124_1用于产生可指示第一补偿后的信号S1_P（n）的信号功率之一第一功率值PV1。第二功率量测单元124_2用于产生可指示第二补偿后的信号S2_P（n）的信号功率之一第二功率值PV2。运算单元126根据第一功率值PV1以及第二功率值PV2来计算一方根功率比值(square-rootpower ratio)R。在本实施例中，方根功率比值R可以表示如下。

$>R=\sqrt{\frac{\mathrm{PV}2}{\mathrm{PV}1}}=\sqrt{\frac{{\left(g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)\right)}^2}{{\left(g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)\right)}^2}}=\left|\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}\right|---\left(9\right)$>

增益控制单元128根据方根功率比值R来控制增益调整单位A。举例来说，增益调整单位A可以表示如下。

$>A=\mathrm{Sign}\left(\frac{S2\_P\left(n\right)}{S1\_P\left(n\right)}\right)·R=\mathrm{Sign}\left(\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}\right)·\left|\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}\right|=\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}---\left(10\right)$>

在上述的方程式（10）中，Sign（．）的符号系为提出一个数值的正负号的符号函数(sign function)。在增益调整单元122将增益补偿A施加至第一补偿后的信号S1_P（n）后，便据以产生一第三补偿后的信号S3_P（n）。第三补偿后的信号S3_P（n）可以表示如下。

$>S3\_P\left(n\right)=S1\_P\left(n\right)·A=(g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)*x\left(n\right))·\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}=g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)*x\left(n\right)---\left(11\right)$>

从上述方程式（8）与（11）可以看到，同相分支路径BR_I的第三补偿后的信号S3_P（n）以及正交分支路径BR_Q的第二补偿后的信号S2_P（n）会有相同的增益（亦即，g cos(φ)hQ(n)）施加于其上，如此一来，自相位/滤波器不匹配修正电路102所产生的第一补偿后的信号S1_P（n）以及第二补偿后的信号S2_P（n）中剩余的增益不匹配会通过接下来的增益不匹配修正电路104而成功地被移除。

如图1所示，增益调整单元122设置于同相分支路径BR_I上，然而，此仅作为范例说明之用，并非作为本发明之限制条件。请参考第2图，第2图为本发明失衡补偿器之一第二实施例的示意图。失衡补偿器100与失衡补偿器200之间主要的不同之处在于第2图中的增益不匹配修正电路204具有一增益调整单元222设置于正交分支路径BR_Q上，因此，自可调整滤波器112所接收的第一补偿后的信号S1_P（n）会直接作为增益不匹配修正电路204之一同相分支路径输出，并且增益调整单元222通过将增益补偿A’施加至自减法器114所产生的第二补偿后的信号S2_P（n）来产生一正交分支路径输出（亦即，一第三补偿后的信号S3_P’（n））。在本实施例中，运算单元226根据第一功率值PV1以及第二功率值PV2来计算一方根功率比值R’。方根功率比值R’可以表示如下:

$>R^{\prime }=\sqrt{\frac{\mathrm{PV}1}{\mathrm{PV}2}}=\sqrt{\frac{{\left(g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)\right)}^2}{{\left(g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)\right)}^2}}=\left|\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right|---\left(12\right)$>

增益控制单元228根据方根功率比值R’来控制增益调整单位A’。举例来说，增益调整单位A’可以表示如下:

$>A^{\prime }=\mathrm{Sign}\left(\frac{S1\_P\left(n\right)}{S2\_P\left(n\right)}\right)·R=\mathrm{Sign}\left(\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right)·\left|\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right|=\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}---\left(13\right)$>

在增益调整单元222将增益补偿A’施加至第二补偿后的信号S2_P（n）之后，第三补偿后的信号S3_P’（n）便据以产生。第三补偿后的信号S3_P’（n）可以表示如下:

$>S3\_P^{\prime }\left(n\right)=S2\_P\left(n\right)·A^{\prime }=(g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)*y\left(n\right))·\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}=g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)*y\left(n\right)---\left(14\right)$>

从上述方程式（7）与（14）可以看到，正交分支路径BR_Q的第三补偿后的信号S3_P’（n）以及同相分支路径BR_I的第一补偿后的信号S1_P（n）有相同的净滤波效果（亦即，g sin(φ)hQ(n)）施加于其上，如此一来，可以达成将来自相位/滤波器不匹配修正电路102所产生的第一补偿后的信号S1_P（n）以及第二补偿后的信号S2_P（n）中剩余的增益不匹配移除的相同目的。

在上述图1与第2图的实施例中，可调整滤波器112设置于同相分支路径BR_I上，然而，此仅作为范例说明之用，并非作为本发明之限制条件。请参考第3图，第3图为本发明失衡补偿器之一第三实施例的示意图。对相位/滤波器不匹配修正电路302而言，前述之可调整滤波器112设置于正交分支路径BR_Q上，并且前述之处理电路（例如，减法器114）设置于同相分支路径BR_I上。对增益不匹配修正电路304而言，前述之增益调整单元122设置在正交分支路径BR_Q上。为了简化起见，本实施例中的混波器输出rx（n）以及ry（n）可以表示如下。

ry(n)＝y(n)＝u(n)cos(ωn)    （15）

rx(n)＝u(n)g(-sin(ωn-φ))＝gx(n)cos(φ)+gy(n)sin(φ)    （16）

此外，假设低通滤波器332_2的转换函数hQ（n）具有一单位增益（亦即，hQ(n)＝δ(n)），并且低通滤波器332_1的转换函数hI（n）与转换函数hQ（n）不相同（亦即，hQ（n）≠hI（n）），由此，对本实施例而言，正交分支路径BR_Q的第一输入信号S1_IN（n）、同相分支路径BR_I的第二输入信号S2_IN（n）、第一补偿后的信号S1_P（n）、第二补偿后的信号S2_P（n）、方根功率比值R、增益补偿A以及第三补偿后的信号S3_P（n）可以表示如下:

S1_IN(n)＝y(n)*hQ(n)＝y(n)*δ(n)＝y(n)    （17）

S2_IN(n)＝rx(n)*hI(n)＝gx(n)cos(φ)*hI(n)+gy(n)sin(φ)*hI(n)    （18）

S1_P(n)＝S1_IN(n)·w′(n)＝g sin(φ)hI(n)*y(n)    （19）

S2_P(n)＝S2_IN(n)-S1_P(n)＝g cos(φ)hI(n)*x(n)    （20）

$>R=\sqrt{\frac{\mathrm{PV}2}{\mathrm{PV}1}}=\sqrt{\frac{{\left(g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hI}\left(n\right)\right)}^2}{{\left(g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hI}\left(n\right)\right)}^2}}=\left|\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}\right|---\left(21\right)$>

$>A=\mathrm{Sign}\left(\frac{S2\_P\left(n\right)}{S1\_P\left(n\right)}\right)·R=\mathrm{Sign}\left(\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}\right)·\left|\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}\right|=\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}---\left(22\right)$>

$>S3\_P\left(n\right)=S1\_P\left(n\right)·A=(g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hI}\left(n\right)*y\left(n\right))·\frac{\cos \left(\phi \right)}{\sin \left(\phi \right)}=g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hI}\left(n\right)*y\left(n\right)---\left(23\right)$>

本领域技术人员当可于阅读与图1中的失衡补偿器100相关的段落后轻易地了解相位/滤波器不匹配修正电路302以及增益不匹配修正电路304的操作，详细说明及变化可参考前述，为简洁起见，故于此便不再赘述。

请参考第4图，第4图为本发明失衡补偿器之一第四实施例的示意图。失衡补偿器300与失衡补偿器400之间主要的不同之处在于：第4图中的增益不匹配修正电路404具有前述之设置于同相分支路径BR_I上的增益调整单元222，因此，自可调整滤波器112所接收的第一补偿后的信号S1_P（n）会直接作为增益不匹配修正电路404之一正交分支路径输出，并且增益调整单元222通过将增益补偿A’施加至自减法器114所产生的第二补偿后的信号S2_P（n）来产生一同相分支路径输出（亦即，一第三补偿后的信号S3_P’（n））。在本实施例中，运算单元226根据第一功率值PV1以及第二功率值PV2来计算一方根功率比值R’。方根功率比值R’可以表示如下:

$>R^{\prime }=\sqrt{\frac{\mathrm{PV}1}{\mathrm{PV}2}}=\sqrt{\frac{{\left(g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hI}\left(n\right)\right)}^2}{{\left(g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hI}\left(n\right)\right)}^2}}=\left|\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right|---\left(24\right)$>

增益控制单元228根据方根功率比值R’来控制增益调整单位A’。举例来说，增益调整单位A’可以表示如下:

$>A^{\prime }=\mathrm{Sign}\left(\frac{S1\_P\left(n\right)}{S2\_P\left(n\right)}\right)·R=\mathrm{Sign}\left(\frac{\mathrm{Sin}\left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right)·\left|\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right|=\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}---\left(25\right)$>

在增益调整单元222将增益补偿A’施加至第二补偿后的信号S2_P（n）之后，第三补偿后的信号S3_P’（n）便据以产生。第三补偿后的信号S3_P’（n）可以表示如下。

$>S3\_P^{\prime }\left(n\right)=S2\_P\left(n\right)·A^{\prime }=(g\cos \left(\phi \right)\mathrm{hI}\left(n\right)*x\left(n\right))·\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}=g\sin \left(\phi \right)\mathrm{hQ}\left(n\right)*x\left(n\right)---\left(26\right)$>

本领域技术人员于阅读与第2图中的失衡补偿器200相关的段落后，应可轻易地了解相位/滤波器不匹配修正电路302以及增益不匹配修正电路404的操作，详细说明及变化可参考前述，为简洁起见，故于此不再赘述。

从方程式（10）、（13）、（22）、与（25）中可以看见，增益补偿A/A’的设定主要会受到LO信号之间之一相位不匹配φ的影响。如果相位不匹配φ很小，其暗示sin(φ)<<cos(φ)，由于在前端相位/滤波器不匹配修正电路所产生的补偿后的信号的功率的量测上的一个小误差会导致在增益补偿A上产生严重的偏差，增益补偿A的设定将会压倒性地受到功率估计错误的影响。相似地，如果相位不匹配φ很大，其暗示cos(φ)<<sin(φ)，由于在前端相位/滤波器不匹配修正电路所产生的补偿后的信号的功率的量测上的一个小误差会导致在增益补偿A’上产生严重的偏差，增益补偿A’的设定将会压倒性地受到功率估计错误的影响。因此，为了减缓功率估计错误的影响，一个被刻意导入在同相分支路径混波器与正交分支路径混波器所使用的LO信号之间的预定相位不匹配应该被适当地设定，以使得增益补偿A落在一特定的范围中。举例来说：

$>\frac{1}{10}<\left|A\right|<10.$>

在一较佳的实施例中，预定相位不匹配等于45°、135°、225°或是315°，因此可使得cos(φ)具有与sin(φ)相同的振幅，如此一来，由增益偏差效应所造成的功率估计误差会降到最小。刻意使得相位不匹配大约从0°偏离到45°的另一个原因是增益补偿值A为方程式（10）所表示的cos(φ)/sin(φ)，因此只能得到它的大小R就是方程式（9）中所表示的|cos(φ)/sin(φ)|。而且，需要一个正负值(signvalue)来将R转换为A，因为相位差接近0°而我们又没有关于相位差的信息，估计误差使得决定该正负值非常困难。如果相位差偏移大约45°，会使得正负值为+1，所以决定正负号变成很简单。如果刻意偏移135°、225°或是315°也会发生相同的情况。如熟习模拟电路设计相关技术的人所知，刻意使相位偏移前述的幅度可以轻易通过稍微修改振荡器电路来达成。

第5图为本发明直接降频接收（direct conversion receiving，DCR）装置之一实施例的示意图。直接降频接收装置500可操作在一正常模式或是一校正模式中。如第5图所示，直接降频接收装置500包括一天线502、一切换装置504、一校正信号源506、一模拟前端（analog front-end，AFE）508、一第一混波器510_1、一第二混波器510_2、一第一滤波器（例如，一低通滤波器）512_1、一第二滤波器（例如，一低通滤波器）512_2、一模拟至数字转换器（analog-to-digital converter，ADC）514以及一失衡补偿器516。

举例来说（但本发明并不以此为限），模拟前端508可包括一频带选取滤波器(band selection filter)518以及一低噪声放大器（low noise amplifier，LNA）519。当直接降频接收装置500操作在正常模式时，切换装置504会被控制来选取由天线502所接收的射频信号SRF作为它的输出，然而，当直接降频接收装置500操作在校正模式时，切换装置504则被控制来选取由校正信号源506所产生的校正信号（例如，一白噪声信号）SC来作为它的输出。接着，校正信号SC通过模拟前端508来进行处理，然后馈入至一第一信号分支路径SP1以及一第二信号分支路径SP2。当使用一正交降频机制时，第一信号分支路径SP1以及第二信号分支路径SP2其中之一信号分支路径会作为一同相分支路径，而另一信号分支路径则会作为一正交分支路径。

在本实施例中，模拟至数字转换器514用于将在模拟域(analog domain)的第一输入信号S1_A以及第二输入信号S2_A转换至数字域(digital domain)的第一输入信号S1_D以及第二输入信号S2_D，因此，在本实施例中，失衡补偿器516为操作于数字域的脱机补偿器。举例来说，失衡补偿器516可以使用前述之失衡补偿器100、200、300以及400其中之一范例电路组态来实现。本领域技术人员当可于阅读上述段落后轻易地了解第一混波器510_1、第二混波器510_2、第一滤波器512_1、第二滤波器512_2以及失衡补偿器516的操作，详细说明及变化可参考前述，为简洁起见，故于此不再赘述。请注意，在传统机制中，第一混波器510_1以及第二混波器510_2系被设计为相位彼此正交（亦即，90°的相位差）；但是在本发明中，第一混波器510_1以及第二混波器510_2被设计为具有45°、135°、225°或是315°的相位差。

从第5图中可以清楚地看见，在第一滤波器512_1以及第一混波器510_1之间并没有设置任何的切换装置，并且在第二滤波器512_2以及第二混波器510_2之间也没有设置任何的切换装置，因此，无论失衡补偿器516是否正在修正相位/滤波器不匹配或是增益不匹配，第一滤波器512_1持续耦接于前端的第一混波器510_1，并且第二滤波器512_2持续耦接于前端的第二混波器510_2。此外，当相位/滤波器不匹配修正以及增益不匹配修正共享相同的校正信号源506时，无论失衡补偿器516是否正在修正相位/滤波器不匹配或是增益不匹配，校正信号源506系持续耦接于第一混波器510_1以及第二混波器510_2。相较于传统使用两阶段修正机制的直接降频接收装置，本发明使用同时进行的滤波器不匹配修正以及振荡器不匹配修正（亦即，同时进行的增益不匹配修正以及相位不匹配修正）的直接降频接收装置500可以有效并且准确地修正增益不匹配以及相位/滤波器不匹配。

在第5图的实施例中，切换装置504被放置在模拟前端508之前，然而，此仅作为范例说明之用，并非作为本发明之限制条件。请参考第6图，第6图为本发明直接降频接收装置之另一实施例的示意图。直接降频接收装置500与直接降频接收600之间主要的不同之处在于：第6图中的切换装置604被放置在模拟前端508以及第一、第二混波器510_1与510_2之间，因此，由天线502所接收的射频信号SRF在被传送到接下来的切换装置604之前会先通过模拟前端508来进行处理。当直接降频接收装置600操作在正常模式时，切换装置604会被控制来选取由模拟前端508所产生的射频信号SRF’作为它的输出。当直接降频接收装置600操作在校正模式时，切换装置604会被控制来选取由校正信号源506所产生的校正信号（例如，一白噪声信号）SC作为它的输出。

从第6图可以看见，无论失衡补偿器516是否正在修正相位/滤波器不匹配或是增益不匹配，直接降频接收装置600仍使得第一滤波器512_1持续耦接于第一混波器510_1、第二滤波器512_2持续耦接于第二混波器510_2并且校正信号源506持续耦接于第一混波器510_1以及第二混波器510_2，因此可以有效并且准确地达成修正增益不匹配以及相位/滤波器不匹配的相同目的。

本发明所提出之失衡补偿器与失衡补偿方法以及直接降频接收装置，可提供一同时进行的滤波器不匹配修正以及振荡器不匹配修正（亦即，一同时进行的增益/滤波器以及相位不匹配修正），却不需要使用额外的切换装置来将振荡器不匹配修正（亦即，一相位以及增益不匹配修正）自一滤波器不匹配修正（亦即，一增益/滤波器不匹配修正）中分隔/隔离出来，如此一来，滤波器不匹配以及相位不匹配可以有效并且准确地被修正。

虽然本发明已以较佳实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中的技术人员，在不脱离本发明的范围内，可以做一些改动，因此本发明的保护范围应以权利要求所界定的范围为准。