交流变换电路、交流变换方法及记录介质

摘要

本发明提供一种交流变换电路、交流变换方法及记录介质。交流变换电路将频率f0的单相的输入交流电压变换为比所述频率f0更低的频率f1的三相的输出交流电压。交流变换电路具备：开关部(101)，基于控制信号对所述输入交流电压进行变换，并将变换后的电压向基于所述控制信号而选择出的相输出；滤波器部(104)，通过除去所述变换后的电压的高频分量而将所述变换后的电压变换成所述输出交流电压；开关控制部(103)，与输入交流电压变为0的定时同步，基于与各相的输出交流电压对应的参考信号进行脉冲密度调制，并根据基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况、及输入交流电压的极性来生成控制信号，并向开关部(101)送出。

说明书

技术领域

本发明涉及用于将相对较高频率的交流电压变换成相对较低频率的 交流电压的技术。

背景技术

近年来，作为以非接触方式传输电力的系统，提出利用了谐振磁场耦 合的电力传输方式。专利文献1公开了一种利用2个谐振器之间的电磁场 耦合现象并经由空间来传输能量的新的无线能量传输装置。在该无线能量 传输装置中，借助谐振器周边的空间内产生的谐振频率的振动能量的渗出 (エバネツセント/テ一ル：evanescent tail)使2个谐振器耦合，由此以 无线(非接触)方式传输振动能量。

该无线电力传输系统中的谐振器的输出电力是频率等于谐振频率的 交流电力，谐振频率通常被设定为100kHz以上。在将该高频交流电力作 为普通的家庭用电力来使用的情况下，需要变换为公用电网所使用的 50/60Hz的低频率交流电力。再有，在直接进行电动机等的旋转控制的情 况下需要变换为所需要的输出频率。

另一方面，作为将恒定频率的交流电力变换为任意频率的交流电力的 技术，有逆变器技术(inverter technology)。专利文献2公开了一般的逆 变器技术。该变换方法将所输入的交流电力暂时变换为直流电力，然后利 用多个开关元件(switching element)来切换与负载对应的电流的方向， 由此获得交流电力。此时，由该开关元件的切换频率来决定输出频率。

【在先技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】美国专利申请公开第2008/0278264号说明书

【专利文献2】JP特开平11-346478号公报

发明内容

-发明所要解决的技术问题-

图14是利用现有的逆变器技术将无线电力传输系统等的高频单相交 流变换为更低频的三相交流的受电侧交流变换电路的构成图。该交流变换 电路具备：将所输入的高频交流电力变换为直流电力的整流部1401；利 用多个开关元件将整流部1401的输出电压向各相输出的逆变器部1402； 以及按每一相配置的低通滤波器部104(以下称为“滤波器”)。交流变 换电路还具备对逆变器部1402所包括的多个开关元件的动作进行控制的 开关控制部1403。

以下，对图14所示的交流变换电路的动作进行说明。首先，在整流 部1401中将所输入的高频交流电力变换为直流电力。接着，在逆变器部 1402中，按照交替地切换流经各相负载的电流的方向的方式来切换开关 元件U、V、W、X、Y、Z的接通、断开。在此，开关元件U、V、W、 X、Y、Z一般采用MOSFET或IGBT等半导体开关。各开关元件的接通、 断开的定时控制采用的是脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width  Modulation)。

图15是用于说明开关控制部1403的构成及动作的图。如图15(a) 所示，开关控制部1403具有接受频率被设定为与所输出的低频电力的频 率相同的参考用正弦波1501、及频率预先被设定为比该频率更高的三角 波1502的输入的PWM控制部1503。PWM控制部1503将基于参考用正 弦波1501及三角波1502而生成的脉冲输入至预先确定的开关元件的栅极。

在此，作为例子说明向uv相间输出电力时的开关控制部1403的动作。 图15(b)是表示基于PWM控制部1503的开关定时的构成例的图。首 先，PWM控制部1503对参考用正弦波1501及三角波1502各自的输入 值进行比较。在“参考用正弦波≥0”且“参考用正弦波≥三角波”的情 况下将开关元件U及开关元件Y接通，在“参考用正弦波≥0”且“参考 用正弦波＜三角波”的情况下将开关元件U及开关元件Y断开。再有， 在“参考用正弦波＜0”且“参考用正弦波≥三角波”的情况下将开关元 件V及开关元件X接通，而在“参考用正弦波＜0”且“参考用正弦波＜ 三角波”的情况下将开关元件V及开关元件X断开。通过这种动作，从 PWM控制部1503输出的脉冲的宽度根据参考用正弦波的值的大小而发 生变化。

被输入到逆变器部1402的直流电力基于上述开关动作而被变换为具 有与图15(b)所示的脉冲相同的宽度的脉冲列后输出。被输出的脉冲列 经过低通滤波器部104，由此作为最终的输出而被变换为所期望的频率的 正弦波。另外，在此虽然以获得正弦波输出的构成为例进行了说明，但可 以通过将参考用正弦波设为任意的频率及波形，从而将所输入的高频交流 电力变换为具有任意频率及波形的交流电力。

然而，在如上所述构成的交流变换电路中，由于在整流部1401中将 高频交流电力暂时变换为直流电力，故会产生电力的损耗。再有，即便在 逆变器部1402中，由于在被施加直流电压的状态下进行开关的接通、断 开动作，故也会产生开关损耗。进而，需要用于整流的电容器，还会产生 成本增加或耐久性降低的问题。

本发明正是为了解决上述课题而进行的，其目的在于提供一种可抑制 将从无线电力传输系统等输入的相对较高的频率的交流电力变换为相对 较低的频率的交流电力之际的变换效率的降低的交流变换电路。

-用于解决问题的技术方案-

本发明的1个交流变换电路构成为：将频率f0的单相的输入交流电 压变换为比所述频率f0更低的频率f1的三相的输出交流电压。交流变换 电路具备：开关部，其基于控制信号对所述输入交流电压进行变换，并将 变换后的电压向基于所述控制信号而选择出的相输出；滤波器部，其通过 除去所述变换后的电压的高频分量，从而将所述变换后的电压变换成所述 输出交流电压；以及开关控制部，其与所述输入交流电压变为0的定时同 步，基于与各相的输出交流电压对应的频率f1的参考信号，按每一相进 行脉冲密度调制，并根据基于所述脉冲密度调制的脉冲的生成状况、及所 述输入交流电压的极性来生成所述控制信号，然后将所述控制信号向所述 开关部送出。所述开关部具有：在所述输入交流电压的极性为正的情况下 向对应的相施加正电压的第1种开关元件；和在所述输入交流电压的极性 为负的情况下向对应的相施加正电压的第2种开关元件。所述开关控制部 输出所述控制信号，该控制信号，在所述输入交流电压的极性为正、且所 述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为正的情况下，将所述第1种开 关元件接通；在所述输入交流电压的极性为负、且所述脉冲密度调制中的 所述参考信号的极性为正的情况下，将所述第2种开关元件接通；在所述 输入交流电压的极性为正、且所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性 为负的情况下，将所述第2种开关元件接通；在所述输入交流电压的极性 为负、且所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为负的情况下，将所 述第1种开关元件接通，而且该开关控制部按照并不将所述第1种开关元 件及所述第2开关元件双方同时接通的方式来控制所述开关部。

本发明的其他交流变换电路构成为：将频率f0的单相的输入交流电 压变换为比所述频率f0更低的频率f1的三相的输出交流电压。交流变换 电路具备：转换器部，其将所述输入交流电压变换为直流电压；开关部， 其基于控制信号对所述直流电压进行变换，并将变换后的电压向基于所述 控制信号而选择出的相输出；滤波器部，其通过除去所述变换后的电压的 高频分量而将所述变换后的电压变换成所述输出交流电压；以及开关控制 部，其与所述输入交流电压变为0的定时同步，基于与各相的输出交流电 压对应的频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲密度调制，并根据基于 所述脉冲密度调制的脉冲的生成状况来生成所述控制信号，然后向所述开 关部送出。所述开关部具有：在所述输入交流电压的极性为正的情况下向 对应的相施加正电压的第1种开关元件；和在所述输入交流电压的极性为 负的情况下向对应的相施加正电压的第2种开关元件。所述开关控制部输 出所述控制信号，该控制信号，在所述脉冲密度调制中的所述参考信号的 极性为正的情况下，将所述第1种开关元件接通；在所述脉冲密度调制中 的所述参考信号的极性为负的情况下，将所述第2种开关元件接通，而且 该开关控制部按照不将所述第1种开关元件及所述第2开关元件双方同时 接通的方式对所述开关部进行控制。

本发明的一种交流变换方法是用于将频率f0的单相的输入交流电压 变换为比所述频率f0更低的频率f1的三相的输出交流电压的方法。所述 方法包括：步骤A，基于控制信号对所述输入交流电压进行变换，并将变 换后的电压向基于所述控制信号而选择出的相输出；步骤B，通过除去所 述变换后的电压的高频分量，从而将所述变换后的电压变换成所述输出交 流电压；步骤C，与所述输入交流电压变为0的定时同步，基于与各相的 输出交流电压对应的频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲密度调制； 及步骤D，根据基于所述脉冲密度调制的脉冲的生成状况及所述输入交流 电压的极性来生成所述控制信号。所述步骤A包括：在所述输入交流电 压的极性为正的情况下向对应的相施加正电压的步骤A1；和在所述输入 交流电压的极性为负的情况下向对应的相施加正电压的步骤A2。所述步 骤D包括生成所述控制信号的步骤，该控制信号，在所述输入交流电压 的极性为正、且所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为正的情况下 执行所述步骤A1；在所述输入交流电压的极性为负、且所述脉冲密度调 制中的所述参考信号的极性为正的情况下执行所述步骤A2；在所述输入 交流电压的极性为正、且所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为负 的情况下执行所述步骤A2；在所述输入交流电压的极性为负、且所述脉 冲密度调制中的所述参考信号的极性为负的情况下执行所述步骤A1。所 述步骤A1及所述步骤A2被控制成不同时执行。

本发明的其他交流变换方法是用于将频率f0的单相的输入交流电压 变换为比所述频率f0更低的频率f1的三相的输出交流电压的方法。所述 方法包括：步骤A，将所述输入交流电压变换成直流电压；步骤B，基于 控制信号对所述直流电压进行变换，并将变换后的电压向基于所述控制信 号而选择出的相输出；步骤C，通过除去所述变换后的电压的高频分量， 从而将所述变换后的电压变换成所述输出交流电压；步骤D，与所述输入 交流电压变为0的定时同步，基于与各相的输出交流电压对应的频率f1 的参考信号，按每一相进行脉冲密度调制；以及步骤E，根据基于所述脉 冲密度调制的脉冲的生成状况来生成所述控制信号。所述步骤A包括： 在所述输入交流电压的极性为正的情况下向对应的相施加正电压的步骤 A1；和在所述输入交流电压的极性为负的情况下向对应的相施加正电压 的步骤A2。所述步骤E包括生成所述控制信号的步骤，该控制信号，在 所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为正的情况下执行所述步骤 A1，在所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为负的情况下执行所 述步骤A2。所述步骤A1及所述步骤A2被控制成不同时执行。

本发明的一种记录介质，保存有用于将频率f0的单相的输入交流电 压变换为比所述频率f0更低的频率f1的三相的输出交流电压的程序。所 述程序使计算机执行：步骤A，基于控制信号对所述输入交流电压进行变 换，并将变换后的电压向基于所述控制信号而选择出的相输出；步骤B， 通过除去所述变换后的电压的高频分量，从而将所述变换后的电压变换成 所述输出交流电压；步骤C，与所述输入交流电压变为0的定时同步，基 于与各相的输出交流电压对应的频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲 密度调制；及步骤D，根据基于所述脉冲密度调制的脉冲的生成状况及所 述输入交流电压的极性来生成所述控制信号。所述步骤A包括：在所述 输入交流电压的极性为正的情况下向对应的相施加正电压的步骤A1；和 在所述输入交流电压的极性为负的情况下向对应的相施加正电压的步骤 A2。所述步骤D包括生成所述控制信号的步骤，该控制信号，在所述输 入交流电压的极性为正、且所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为 正的情况下执行所述步骤A1；在所述输入交流电压的极性为负、且所述 脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为正的情况下执行所述步骤A2； 在所述输入交流电压的极性为正、且所述脉冲密度调制中的所述参考信号 的极性为负的情况下执行所述步骤A2；在所述输入交流电压的极性为负、 且所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为负的情况下执行所述步 骤A1。所述步骤A1及所述步骤A2被控制成不同时执行。

本发明的其他记录介质保存有用于将频率f0的单相的输入交流电压 变换为比所述频率f0更低的频率f1的三相的输出交流电压的程序。所述 程序使计算机执行：步骤A，将所述输入交流电压变换成直流电压；步骤 B，基于控制信号对所述直流电压进行变换，并将变换后的电压向基于所 述控制信号而选择出的相输出；步骤C，通过除去所述变换后的电压的高 频分量，从而将所述变换后的电压变换成所述输出交流电压；步骤D，与 所述输入交流电压变为0的定时同步，基于与各相的输出交流电压对应的 频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲密度调制；以及步骤E，根据基 于所述脉冲密度调制的脉冲的生成状况来生成所述控制信号。所述步骤A 包括：在所述输入交流电压的极性为正的情况下向对应的相施加正电压的 步骤A1；和在所述输入交流电压的极性为负的情况下向对应的相施加正 电压的步骤A2。所述步骤E包括生成所述控制信号的步骤，该控制信号， 在所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为正的情况下执行所述步 骤A1，在所述脉冲密度调制中的所述参考信号的极性为负的情况下执行 所述步骤A2。所述步骤A1及所述步骤A2被控制成不同时执行。

-发明效果-

根据本发明的交流变换电路的优选实施方式，由于能够在所输入的高 频交流电力的输入电压为零之时进行开关动作，故能够实现高效率的电力 变换。

附图说明

图1A是表示本发明的交流变换电路的示意构成的一例的图。

图1B是表示本发明的交流变换电路的动作的一例的流程图。

图1C是表示本发明的交流变换电路的示意构成的其他例的图。

图1D是表示本发明的交流变换电路的动作的其他例的流程图。

图1E是表示本发明第1实施方式的交流变换电路的构成的图。

图2是表示本发明第1实施方式中的开关元件的构成例的图。

图3A是表示本发明第1实施方式中的开关控制部的构成的图。

图3B是表示本发明第1实施方式中的Δ-∑变换部的构成的图。

图4是表示本发明第1实施方式中的输入输出极性与置为接通的开关 之间的关系的图。

图5是表示本发明第1实施方式中的各电压的波形的图。(a)是表 示输入交流电压的波形的图、(b)是表示开关部的输出波形的图、(c) 是表示滤波器的输出波形的图。

图6是表示本发明第2实施方式的交流变换电路的构成的图。

图7是表示本发明第2实施方式中的开关控制部的构成的图。

图8是表示本发明第2实施方式中的输入输出极性与置为接通的开关 之间的关系的图。

图9是表示本发明第2实施方式中的各电压的波形的图。(a)是表 示输入交流电压的波形的图、(b)是表示转换器部的输出波形的图、(c) 是表示开关部的输出波形的图、(d)是表示滤波器的输出波形的图。

图10是表示本发明第3实施方式中的开关控制部的构成的图。

图11是表示本发明第3实施方式中的各电压的波形的图。(a)是表 示输入交流电压的波形的图、(b)是表示转换器部的输出波形的图、(c) 是表示开关部的输出波形的图、(d)是表示滤波器的输出波形的图。

图12是表示本发明第4实施方式中的开关控制部的构成的图。

图13(a)是表示输入交流电压的波形的图、(b)是表示转换器部 的输出波形的图、(c)是表示开关部的输出波形的图、(d)是表示各相 的滤波器的输出波形的图。

图14是表示现有的交流变换电路的构成的图。

图15(a)是表示现有的交流变换电路的开关控制部的构成的图、(b) 是表示现有的交流变换电路的开关控制部的开关定时的图。

具体实施方式

在对本发明优选的实施方式进行说明之前，首先说明本发明的概要。

图1A是表示本发明的交流变换电路的构成例的图。图示的交流变换 电路构成为将频率f0的单相的交流电压(以下有时称为“输入交流电压”。) 变换成比频率f0更低的频率f1的三相的交流电压(以下有时称为“输出 交流电压”。)。该交流变换电路具备：基于控制信号来变换输入交流电 压并将变换后的电压向各相(uv相间、vw相间、wu相间)输出的开关 部10；以及从开关部10的输出中除去高频分量后将输出交流电压输出的 滤波器部104。交流变换电路还具备生成上述控制信号并通过向开关部10 输入而控制开关部10的开关控制部30。

开关控制部30与输入交流电压成为0的定时同步，基于与各相的输 出交流电压对应的频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲密度调制。然 后，根据基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况、及输入交流电压的极性来 生成控制信号，并向开关部10送出。根据该控制信号来选择将变换后的 电压输出到哪一相。以上的动作在每次输入交流电压变为0时、即按照输 入交流电压的每半个周期进行。在此，“脉冲的生成状况”例如是指与各 相相关的脉冲有无生成或所生成的脉冲的极性等。

开关部10典型的是具有多个开关元件，切换根据控制信号而选择出 的特定的开关元件的接通、断开，由此将所输入的电压分配给三相。根据 这种构成，能够根据输入交流电压的极性及输出交流电压的极性动态地生 成所期望的三相交流。另外，“输入交流电压为0”并未限于完全为0 的情况，包括实质上可视作0的范围。本说明书中，与输入交流电压的振 幅对应的值包括在低于10％的范围内的情况下，实质上为0。

图1B是表示图1A所示的交流变换电路的动作的流程的流程图。首 先，在步骤S101中探测输入交流电压变为0的定时。在探测到输入交流 电压变为0的定时的情况下进入步骤S102，基于与各相的输出交流电压 对应的频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲密度调制。接下来，在步 骤S103中，根据基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况、及输入交流电压 的极性来生成控制信号。步骤S101例如是由未图示的检测来执行的。步 骤S102及S103是由开关控制部30来执行的。然后，在步骤S104中， 开关部10基于控制信号对输入交流电压进行变换，并将变换后的电压向 被选出的相输出。最后，在步骤S105中，滤波器部104将变换后的电压 变换成输出交流电压。通过按输入交流电压的每半个周期重复以上的动作， 从而可将输入交流电压变换成相对较低的频率的输出交流电压。

该例中，由于与输入交流电压变为0的定时同步地向开关部10发送 控制信号，故在开关部10内部进行的开关动作是在电压为0的状态下被 执行的。因而，能够减少起因于该开关动作的电力损耗。进而，由于无需 将输入交流电压变换为直流电压就能变换成输出交流电压，故能够进行高 效的变换。另外，在后述的实施方式1中说明开关部10、开关控制部30 等详细的构成及动作。

交流变换电路不限于上述构成。也可以具有其他构成。图1C是表示 本发明的交流变换电路的其他构成例的图。该交流变换电路也构成为：将 频率f0的单相的输入交流电压变换成比频率f0更低的频率f1的三相的输 出交流电压。该交流变换电路除了图1A所示的构成要素之外还具备将输 入交流电压暂时变换为直流电压后向开关部10输入的转换器部40。

该例中的开关控制部30也与输入交流电压变为0的定时同步，基于 与各相的输出交流电压对应的频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲密 度调制。而且，根据基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况来生成控制信号 并向所述开关部送出。该例中，由于转换器部40将输入交流电压暂时变 换为直流电压，故被输入到开关部10中的电压始终为正极性。因而，开 关控制部30仅基于脉冲的生成状况来控制开关部10。

图1D是表示图1C所示的交流变换电路的动作的流程的流程图。本 构成中，在步骤S200中利用转换器部40将输入交流电压变换成直流电 压。另一方面，在步骤S201中探测输入交流电压变为0的定时。在探测 到输入交流电压变为0的定时的情况下进入步骤S202，基于与各相的输 出交流电压对应的频率f1的参考信号，按每一相进行脉冲密度调制。接 下来，在步骤S203中，根据基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况来生成 控制信号。在步骤S200及S203结束之后，在步骤S204中开关部10基 于控制信号对从转换器部40输出的直流电压进行变换，并将变换后的电 压向选出的相输出。最后，在步骤S205中滤波器部104将变换后的电压 变换成输出交流电压。另外，步骤S200和步骤S201～S203可并列地执 行。通过按输入交流电压的每半个周期重复以上的动作，从而能将输入交 流电压变换成相对较低的频率的输出交流电压。

即便在图1C所示的构成中，由于与输入交流电压变为0的定时同步 地向开关部10发送控制信号，故在开关部10内部进行的开关动作也是在 电压为0的状态下被执行。因而，能够减少起因于该开关动作的电力损耗。 另外，在后述的实施方式2中说明该例中的开关部10、开关控制部30等 的详细的构成及动作。

在以上的说明中，虽然交流变换电路的各构成要素被表示为被功能块 化后的单个的功能部，但也可以通过使处理器执行对这些功能部的处理进 行规定的程序来实现交流变换电路的动作。这种程序的处理顺序例如图 1B、1D所示。

以下，对本发明优选的实施方式进行说明。在以下的说明中，对相同 或者对应的构成要素赋予相同的参考符号。

(实施方式1)

首先，对本发明第1实施方式的交流变换电路进行说明。图1E是表 示本实施方式的交流变换电路的示意构成的框图。本实施方式的交流变换 电路构成为将频率f0的单相的输入交流电压变换成相对较低频率f1的三 相的输出交流电压。交流变换电路具备：利用多个开关元件将输入交流电 压向各相输出的开关部101；对输入交流电压的值变为0的定时(零交叉 定时)进行检测的零交叉定时检测部102；对各开关元件的动作进行控制 的开关控制部103；以及除去开关部101的输出电压的高频分量的滤波器 104。滤波器104的后级连接负载，向负载供给频率f1的交流电压。另外， 作为一例，图1E是单相输入/三相输出的情况下的构成，频率f0例如被 设定为100kHz以上，频率f1例如被设定为与电力系统的频率相同的50Hz。 输入交流电压及输出交流电压均为正弦波电压。

向开关部101输入频率f0且单相的交流电压。开关部101具备基于 从开关控制部103输入的控制信号而动作的开关元件U、V、W、X、Y、 Z。利用这些开关元件U、V、W、X、Y、Z，开关部101对是否向与u、 v、w的各相连接的后级的滤波器104输出输入交流电压进行切换。开关 元件U、V、W是在输入高频交流的极性为正的时向对应的相施加正电压 的元件，在本说明书称为“第1种开关”。开关元件X、Y、Z是在输入 高频交流的极性为负的时向对应的相施加正电压的开关，在本说明书中称 为“第2种开关”。

图2是表示各开关元件的构成例的图。各开关元件例如如图2(a) 所示，具有下述结构：通常的半导体开关元件、即MOSFET或IGBT与 二极管串联或者并联连接；或者在二极管桥内被连接。或者，如图2(b) 所示，也可以由反向阻断IGBT等双向开关元件构成。从开关控制部103 向各开关元件的栅极输入控制信号。

接着，具体地说明开关控制部103的构成及动作。图3A是表示开关 控制部103的具体构成的图。开关控制部103具备：产生频率与各相的输 出交流电压相同的正弦波(参考信号)的参考正弦波产生部301(参考信 号产生部)；判定输入交流电压的极性(正负)的正负判定部302；通过 Δ-∑调制来生成与各相对应的脉冲列的3个Δ-∑变换部303；以及输出 向各开关元件的栅极输入的控制信号的开关信号输出部304。从零交叉定 时检测部102向各Δ-∑变换部303输入表示输入交流电压的电压值变为 0的定时的定时信息。再有，正负判定部302被配置为接受来自输入高频 交流线的输入。

参考正弦波产生部301产生与被输入的高频交流电力相比足够小的 电力的、相位各自错开120度的50Hz的三相正弦波，并向与各相对应的 Δ-∑变换部303输入。在此，参考正弦波产生部301的输出是以零为中心 取正负值的正弦波。各Δ-∑变换部303将所输入的正弦波的值作为指令 值来进行Δ-∑变换。而且，基于从零交叉定时检测部102输入的定时信 息，与输入交流电压的电压电平变为0的定时同步地向开关信号输出部 304输出脉冲。

图3B是表示与1个相对应的Δ-∑变换部303的构成的图。Δ-∑变换 部303具有积分部3031、延迟部3032和输出决定部3033。如图3B所示， 积分部3031对来自参考正弦波产生部301的输入值和经由延迟部3032 而被输入的值的差分进行时间积分，然后向输出决定部3033输出。在此， 延迟部3032使被输入的信号延迟预先设定的时间(例如输入交流电压的 半个周期)后输出。输出决定部3033具有预先设定的正及负的2个阈值， 与上述定时信息同步地输出脉冲信号。在此，输出决定部3033在从积分 部3031接收到的值比预先设定的正的阈值更大的情况下输出正的脉冲， 而在所输入的值比预先设定的负的阈值还小的情况下输出负的脉冲。此时， 从输出决定部3033输出的脉冲的每单位时间的密度变化的波形和由参考 正弦波产生部301产生的正弦波同样地成为频率50Hz的正弦波。在输出 决定部3033中被设定的正负的阈值是根据参考正弦波产生部301的输出 值、及所输入的高频交流的频率与所输出的低频交流的频率的比率来决定 的。这样，各Δ-∑变换部303输出频率等于参考正弦波产生部301的频 率的伴随于密度变化的脉冲信号。按每一相输出的脉冲信号被输入至图 3A所示的开关信号输出部304。

另外，在上述说明中，输出交流电压虽然设为50Hz的正弦波，但也 可以是正弦波以外的波形。通过将参考正弦波产生部301的输出设为与上 述正弦波不同的任意波形，从而可以获得该波形的输出交流电压。这样， 将根据脉冲密度的变化而调制为任意波形的方式称为脉冲密度调制 (PDM/Pulse Density Modulation)。

图3A所示的正负判定部302对被输入的高频交流电压的当前极性进 行判定，并向开关信号输出部304输入该极性信息。开关信号输出部304 基于从Δ-∑变换部303输出的脉冲信号、及从正负判定部302输出的极 性信息，向开关部101的各开关元件输出用于切换接通、断开的控制信号。

图4是表示针对输入交流电压的极性及各相间的输出电压的极性的 组合、开关信号输出部304输出何种控制信号的对应表。在图4中，输入 电压极性表示从正负判定部302接收到的极性信息，输出电压极性表示从 各Δ-∑变换部303接收到的脉冲的正负。开关信号输出部304例如在输 入电压极性为正时向uv相间施加正极性的电压的情况下，将开关元件U 与Y同时接通，而在输入电压极性为负时向uv相间施加正极性的电压的 情况下，将开关元件V与X同时接通。开关信号输出部304依据该对应 表来切换开关元件U、V、W、X、Y、Z的接通(ON)、断开(OFF)， 由此在将输入交流电压的1/2波长量的电压设为1脉冲的情况下，按照每 单位时间的脉冲密度变化变为三相正弦波的方式向各相间(uv、vw、wu) 分配脉冲。另外，开关控制部103在输出侧为了防止短路而排他地控制为 开关元件U与X、V与Y、W与Z的各对并不同时接通。

图4所示的对应表例如作为表格而由未图示的存储器等记录，通过让 开关控制部103参考该表格，从而能实现上述控制。或者，也可以按照进 行上述对应表所示的动作的方式预先设计开关控制部103的电路构成。

通过开关控制部103的以上控制，开关部101输出将输入交流电压的 1/2波长量的电压作为1脉冲的脉冲列。被输出的脉冲列被输入到按每一 相配置的滤波器104中。

各滤波器104从由开关部101发送来的输出脉冲列中除去高频分量， 作为最终输出而输出50Hz的低频交流电压。滤波器104是由电感器与电 容器构成的低通滤波器，通常在将输入交流电压的频率设为f0、将输出 设为n相的情况下，如果把滤波器的截止频率设定为f0/(10×n)，则能 够有效地去除高次谐波噪声。例如，在f0为100kHz且向三相输出的情况 下，只要将截止频率设定为大约33.3kHz即可。

图5是表示输入高频交流电压、开关部101的输出和某一相的滤波器 104的输出波形的关系的图。图5(a)表示频率f0的输入高频交流电压 的时间变化。图5(b)表示开关部101的输出的时间变化的例子。在输 入交流电压的零交叉定时，与Δ-∑变换部的输出同步地控制开关的 ON/OFF，因此可输出密度以正弦波的方式变化的脉冲列。图5(c)表示 滤波器104的输出的时间变化的例子。由于开关部101的输出的密度变化 是频率50Hz的正弦波状，故从滤波器104输出频率50Hz的交流电压。 如图5所示，无需将输入高频交流电压变换为直流电压就可以直接变换成 50Hz的低频交流电压。由此，能够实现高效的电力变换。

(实施方式2)

接着，对本发明第2实施方式的交流变换电路进行说明。

图6是表示本实施方式中的交流变换电路的示意构成的框图。本实施 方式的交流变换电路在以下方面和实施方式1的交流变换电路不同：在开 关部602的前级具备进行整流作用的转换器部601，将输入交流电压暂时 变换为直流电压。以下，以与实施方式1不同之处为中心进行说明，并省 略与重复的事项相关的说明。

本实施方式的交流变换电路具备：将交流电压变换为直流电压的转换 器部601；对被输入的直流电压进行变换后向各相输出的开关部602；检 测输入交流电压的值变为0的定时的零交叉定时检测部102；对各开关元 件的动作进行控制的开关控制部603；以及除去开关部101的输出电压的 高频分量的滤波器104。与实施方式1同样地，在滤波器104的后级连接 负载，向负载供给频率f1的交流电压。频率f0例如被设定为100kHz以 上，频率f1例如被设定为与电力系统的频率相同的50Hz。输入交流电压 及输出交流电压均为正弦波电压。

转换器部601由二极管桥构成，对被输入的频率f0且单相的交流电 压进行整流，变换成以该交流电压的1/2波长量的电压为1脉冲的频率 2f0的正极性的脉冲列。开关部602具备基于从开关控制部603输入的控 制信号而动作的开关元件U、V、W、X、Y、Z，对是否向与u、v、w的 各相连接的后级的滤波器104输出所输入的脉冲列进行切换。在此，各开 关元件由通常的半导体开关元件、即MOSFET或IGBT构成。作为提供 给各开关元件的控制信号，向各开关元件的栅极输入开关控制部603的输 出。

接着，具体地说明开关控制部603的构成及动作。图7是表示开关控 制部603的具体构成的图。开关控制部603具备参考正弦波产生部301、 3个Δ-∑变换部303以及开关信号输出部701。零交叉定时检测部102对 输入交流电压的电压值变为0的定时进行检测，并将检测出的信息作为定 时信息通知给Δ-∑变换部303。

参考正弦波产生部301产生与被输入的高频交流电力相比足够小的 电力的、相位各错开120度的50Hz的三相正弦波，并按每一相输入到Δ-∑ 变换部303。各Δ-∑变换部303与各相对应地设置，将被输入的正弦波的 值作为指令值来进行Δ-∑变换。然后，针对各相，基于上述定时信息， 并与输入交流电压的电压电平变为0的定时同步地将脉冲向开关信号输 出部701送出。此时，脉冲输出的每单位时间的密度变化成为与来自参考 正弦波产生部301的正弦波相同的周期、即50Hz的正弦波。开关信号输 出部701基于来自Δ-∑变换部303的输入，向开关部602的各开关元件 输出用于切换接通、断开的控制信号。

图8是表示相对于本实施方式中的Δ-∑变换部303的输出电压极性 而言开关信号输出部701输出何种控制信号的对应表。开关信号输出部 304例如在向uv相间施加正极性的电压的情况下将开关元件U与Y同时 接通，而在向uv相间施加负极性的电压的情况下将开关元件V与X同时 接通。再有，为了在输出侧防止短路，优选排他地控制为在开关元件U 与X、V与Y、W与Z的各对之中并不同时接通。如上所述，开关控制 部603通过对从转换器部601输出的脉冲列进行Δ-∑变换，从而进行PDM 调制。

各滤波器104从由开关部101发送来的输出脉冲列中除去高频分量， 作为最终输出而输出50Hz的低频交流电压。图9是表示输入交流电压波 形、转换器部601的输出波形、开关部602的输出波形、及某一相的滤波 器104的输出波形之间关系的图。如图9所示，输入高频交流由转换器部 601变换成正的半波列，由开关部602变换成被进行了PDM调制的半波 列。已被PDM调制过的半波列最终通过基于滤波器104的低通滤波器环 而被变换为低频交流。

如上所述，根据本实施方式，由于在输入高频交流电压变为零时进行 开关，故能够有效地变换为50Hz的低频交流电压。另外，在本实施方式 中，虽然零交叉定时检测部102检测输入高频交流电压变为零的定时，但 也可以构成为检测转换器部601的输出电压变为零的定时。

(实施方式3)

接着，对本发明第3实施方式的交流变换电路进行说明。本实施方式 的开关控制部的构成及动作和上述第1及第2实施方式中的不同，对于其 他构成要素来说是相同的。在此，将第2实施方式作为基本构成并以不同 部分的动作为中心进行说明，省略与重复事项相关的说明。

图10是表示本实施方式中的交流变换电路的开关控制部的示意构成 的图。本实施方式中的开关控制部103还具备最小接通时间设定部1001、 最小断开时间设定部1002、最大接通时间设定部1003、最大断开时间设 定部1004。

最小接通时间设定部1001将各开关元件连续地成为接通状态的最小 时间作为开关时间信息而向开关信号输出部1005送出。在此，由于各开 关元件的接通、断开动作是在输入高频交流电压的零点进行的，故该最小 时间被设定为输入高频交流电压的周期(1/f0)的二分之一的整数倍。其 中，该最小时间也可以预先设定，还可以由用户在观察了本交流变换电路 的输出状态之后进行调整。同样地，最小断开时间设定部1002将各开关 元件连续地成为断开状态的最小时间作为开关时间信息而向开关信号输 出部1005送出，最大接通时间设定部1003将各开关元件连续地成为接通 状态的最大时间作为开关时间信息而向开关信号输出部1005送出，最大 断开时间设定部1004将开关元件连续地成为断开状态的最大时间作为开 关时间信息而向开关信号输出部1005送出。

开关信号输出部1005基于所设定的各开关元件的接通时间、断开时 间的最小值及最大值和Δ-∑变换部303的输出，而输出用于控制各开关 元件的接通、断开的控制信号。

图11是表示将被输入到转换器部601的高频交流的频率设为f0Hz、 将输出低频交流的频率设为foutHz、将最小接通时间与最小断开时间设 为1/f0秒(输入高频交流的一个周期)时的输入高频交流电压、转换器 部601的输出、开关部602的输出、及某一相的滤波器104的输出波形之 间关系的图。另外，在本例中f0＝33×fout。如图11(c)所示，通过设定 最小接通时间及最小断开时间，从而将输入高频交流的一个周期、即转换 器部601的2个输出半波的时间作为最小时间单位来控制接通、断开。即， 开关信号输出部1005并非完全地依据来自各Δ-∑变换部303的输出脉 冲，而是在暂时将开关元件置为接通或者断开时，在预先设定的最小时间 的期间维持其开关状态。其中，按照最终的输出十分接近反映了来自各Δ -∑变换部303的输出脉冲的密度变化的正弦波的方式，对各开关元件进 行控制。通过这种控制，与将转换器部601的1个输出半波的时间作为最 小时间单位进行开关的情况相比，可以减少开关次数。因而，可以减少用 于开关驱动的电力或伴随于开关的电力的损耗，可以有效地获得输出低频 交流。另外，在此虽然以最小接通时间与最小断开时间为相同值的情况为 例进行了说明，但各自的值也可以是不同的。

在此，由于开关次数越少、则上述电力损耗就越减小，故越延长最小 接通时间及最小断开时间，就越可以减少损耗。但是，延长最小接通时间 及最小断开时间结果会造成与Δ-∑变换部303中进行的PDM调制的量化 数减少同样的影响。即，开关部602的输出半波的密度变化的平滑度减少 且会成为最终的输出低频交流的波形畸变的原因。

因而，在本实施方式中为了防止产生最终的输出低频交流的波形畸变， 还设定最大接通时间及最大断开时间，将接通时间及断开时间的持续时间 限制在预先设定的时间内。根据这种构成，在最终的输出低频交流不会产 生波形畸变，可以减少伴随于开关的损耗。再有，在本实施方式中虽然设 置了最小接通时间设定部1001、最小断开时间设定部1002、最大接通时 间设定部1003、最大断开时间设定部1004，但也可以不是这些部件的全 部，而仅设置一部分。

(实施方式4)

接着，对本发明第4实施方式的交流变换电路进行说明。本实施方式 的开关控制部的构成及动作和上述第1及第2实施方式中的不同，其他构 成要素是相同的。在此，将第2实施方式作为基本构成并以不同部分的动 为中心进行说明，省略与重复事项相关的说明。

图12是表示本实施方式中的交流变换电路中的开关控制部的构成的 图。本实施方式中的开关控制部在3个Δ-∑变换部的后级设置对从各Δ -∑变换部输出的脉冲的排列进行调整的输出控制部1204。以下，将3 个Δ-∑变换部区分为uv相Δ-∑变换部1201、vw相Δ-∑变换部1202 和wu相Δ-∑变换部1203来说明本实施方式中的动作。

uv相Δ-∑变换部1201基于来自参考正弦波产生部301的uv相用的 参考信号来进行Δ-∑变换。同样地vw相Δ-∑变换部1202基于vw相用 的参考信号、wu相Δ-∑变换部1203基于wu相用的参考信号进行Δ-∑变 换。输出控制部1204接受从uv相Δ-∑变换部1201、vw相Δ-∑变换部 1202、及wu相Δ-∑变换部1203输出的脉冲，选择三相脉冲中的一相脉 冲后输出。此时，按照各相的累计输出脉冲数成为在输出交流电压的每一 周期相同的数量的方式来选择输出的相的脉冲。在此，按照最终的输出十 分接近反映了来自Δ-∑变换部1201、1202、1203的输出脉冲的密度变 化的正弦波的方式对脉冲的排列进行调整。开关信号输出部701基于来自 输出控制部1204的输出，向开关部602的各开关元件输出用于指示接通、 断开的控制信号。

图13是表示输入高频交流电压、转换器部601的输出、开关部602 的各相的输出、及各相的滤波器104的输出波形之间关系的图。如图13 所示，无论在哪个时刻，都始终仅向一相输出输入高频交流的半个周期。 再有，对于uv相、vw相、wu相的任一个而言，都按照输入交流电压的 每一周期的输出半波的数量成为相同数量的方式进行控制。

一般而言，输入高频交流的频率越高，则越容易受到传输路径中的阻 抗变动的影响。因此，相对于基于来自预先确定的输出阻抗而设计的高频 交流电源的输入而言，输出阻抗在时间上变动就成为效率降低的原因。根 据本实施方式，由于在各时刻始终仅向一相输出电力，故不存在输出侧的 负载在时间上变动的状况，因此传输路径中的输出阻抗保持恒定，能够实 现抑制了效率降低的电力变换。

在以上的各实施方式中，虽然交流变换电路的各构成要素被表示为已 被功能块化的单个功能部，但也可以通过使处理器执行对这些功能部的处 理进行规定的程序来实现交流变换电路的动作。这种程序例如被记录在 CD-ROM、DVD-ROM、闪速存储器等记录介质中，或者通过因特网 或企业内网等电通信线路而能得以流通。

-工业实用性-

根据本发明，可以减少将相对较高的交流电力变换为相对较低的任意 频率的交流电力之际的变换效率的降低。因而，可以提高例如从无线电力 传输系统向公用电网的逆流或者三相电动机的直接控制中的电力变换效 率。

-符号说明-

10    开关部

30    开关控制部

40    转换器部

101   开关部

102   零交叉定时检测部

103   开关控制部

104   低通滤波器部(滤波器)

301   参考正弦波产生部

302   正负判定部

303   开关信号输出部

3031  积分部

3032  延迟部

3033  输出决定部

601   转换器部

1001  最小接通时间设定部

1002  最小断开时间设定部

1003  最大接通时间设定部

1004  最大断开时间设定部

1201  uv相Δ-∑变换部

1202  vw相Δ-∑变换部

1203  wu相Δ-∑变换部

1204  输出控制部