利用距离近似值的多频脉冲波雷达物位计量

摘要

本发明涉及利用距离近似值的多频脉冲波雷达物位计量。一种物位计量，包括计算到保存在罐中的产品的表面的距离的近似值。通过把中频信号的第一谐波的幅度与中频信号的第二谐波的幅度相关联来确定该近似值。每个谐波本质上代表给定的距离范围。通过确定接收到的在两个或更多个谐波中的功率，并把它们相互关联，就可以估计距离。距离依赖性可能取决于调制以及其他参数而非常不同，并且可以对距离依赖性进行选择以适应于应用。

说明书

技术领域

本发明涉及一种使用电磁波来确定到罐中的产品的表面的距离的 雷达物位计。

背景技术

自从在20世纪70年代和20世纪80年代将雷达物位计量作为 商品开发以来，调频连续波(frequency modulated continuous wave， FMCW)已经成为用于高精度应用的主测量原理。FMCW测量包括 向罐中发射在大约为几GHz的频率范围内扫频的信号。例如，信号 可以在25-27GHz或者9.5-11GHz的范围内。发射的信号被罐中的容 纳物的表面(或者被任何其他阻抗转变)反射，而延迟了一定时间的 回波信号返回到物位计。回波信号与发射信号混频以产生混频信号， 该混频信号的频率等于发射信号在时间延迟期间发生的频率变化。由 于线性扫频，该差频——也称为中频(IF)——与到反射表面的距离 成比例。混频信号通常称为IF信号。

尽管目前的FMCW系统的精度很高，但是其功耗较大，这使得 FMCW系统不太适合用于功率受限的应用。这些应用的示例包括通 过双线接口供电的现场设备，例如4-20mA的回路，也包括由内部 电源(例如，电池或太阳能电池)供电的无线设备。各种方法都能够 用于减少电力损耗。

在同一发明人的US 12/981 995中，介绍了一种新的功耗较低的 测量原理，该方法包括发射一系列具有恒定载波频率的脉冲，每个脉 冲与传播时间相比很长(例如，与大约1μs的十分之一的传播时间相 比，脉冲持续时间大约为10μs至100ms)。因此，该方法称为多频脉 冲波(Multiple Frequency Pulsed Wave，MFPW)。

测量周期中的不同载波频率的数量不足以提供连续的IF信号， 或者甚至不足以用在所谓的“步进式”或“离散式”FMCW系统中 实现的方法来提供IF频率的近似。取而代之，根据特定的频率方案 选择一小组频率，并且针对每个频率确定接收到的脉冲的相移。

确定到表面的距离的处理包括建立相位随着发射频率的变化 (见图1)。线A表示初始距离估计，而线B表示更新的估计。理论 上，仅需要两个值(点x)来确定变化率(线B的斜率)，而实际上 可能需要更多的样本，例如，5至20个样本。在更复杂的回波条件 期间或在启动期间，可能需要几百个样本。自然地，从电力节约的观 点来看，理想的是用尽可能少的样本来提供高精度和可靠性。

在不需要很多样本的情况下提高精度的一种方法是确定到表面 的距离的“粗略近似值”，在确定精确的距离测量时，将该估计值用 作起始点。

发明内容

基于以上描述，本发明的目的是提供一种使用具有比传播时间长 的恒定频率的脉冲的、改善的雷达物位计量系统，该系统能与现有测 量无关地提供粗略距离估计。

根据本发明的第一方面，这些和其他目的通过使用用于确定到 保存在罐中的产品的表面的距离的方法来实现。该方法包括：形成作 为不同载波脉冲的脉冲串的发射信号，这些载波脉冲具有大于1微秒 且短于100毫秒的持续时间，每个脉冲围绕限定的中心频率进行频率 调制；向表面发射该发射信号；接收在表面处反射的电磁返回信号； 在第一信道(I信道)将返回信号与发射信号混频，并且在第二信道 (Q信道)将返回信号与相移90度的发射信号混频，以提供两个IF (中频)信号；对IF信号进行滤波，以提供与调制频率的第一选定 谐波对应的已滤波信号；将每个信道的已滤波信号与调制频率的第一 选定谐波混频，以提供两个初级幅度值(I和Q)；基于初级幅度值 计算(步骤S5)接收到的每个不同脉冲关于所发射的每个相应不同 脉冲的实际相位属性，并基于实际相位属性确定距离测量值；对IF 信号进行滤波，以提供与调制频率的第二选定谐波对应的已滤波信 号，将每个信道的已滤波信号与调制频率的第二选定谐波混频，以提 供两个次级幅度值(I和Q)；以及基于初级幅度值和次级幅度值之 间的关系提供距离的近似值。

根据本发明的第二方面，这些和其他目的通过雷达物位计量系 统来实现，该雷达物位计量系统用于确定到保存在罐中的产品的表面 的距离，该系统包括：收发器，该收发器用于发射由不同载波脉冲的 脉冲串形成的电磁发射信号，不同载波脉冲具有大于1微秒且小于 100毫秒的持续时间，每个脉冲围绕给定的中心频率被频率调制，并 且该收发器用于接收在表面处反射的电磁返回信号；一组射频(RF) 混频器，该一组RF混频器用于在第一信道(I信道)将返回信号与 发射信号混频以及在第二信道(Q信道)将返回信号与相移90度的 发射信号混频，以提供两个IF(中频)信号；第一组滤波器，用于 对IF信号进行滤波，以提供与调制频率的第一选定谐波对应的已滤 波信号；第一组IF混频器，用于将每个信道的已滤波信号与调制频 率的第一选定谐波混频，以提供两个初级幅度值(I和Q)；第二组 滤波器，用于对IF信号进行滤波，以提供与调制频率的第二选定谐 波对应的已滤波信号；第二组IF混频器，用于将每个信道的已滤波 信号与调制频率的第二选定谐波混频，以提供两个次级幅度值(I和 Q)；以及，处理电路，该处理电路被连接为接收来自IF混频器的输 出，并且该处理电路适于：基于初级幅度值计算接收到的每个不同脉 冲关于所发射的每个相应不同脉冲的实际相位属性，并基于实际相位 属性确定距离测量值，以及基于初级幅度值和次级幅度值之间的关 系，提供距离的近似值。

因此，物位计量包括到表面的距离的近似值。该近似值通过把 IF信号的第一谐波的幅度与IF信号的第二谐波的幅度相关联来确 定。

发射信号的频率调制引入了距离依赖性。在两个独立的信号路 径(串联或并联)中使用已调制信号的两个不同谐波，以提供表示不 同距离依赖性的两个不同值。通过比较这两个值，例如，用一个除以 另一个，并形成它们之间的商，就可以提供到表面的距离的粗略近似 值。

每个谐波本质上代表一个给定距离范围。通过确定接收到的在 两个或更多个谐波中的功率，并把它们彼此相关联，就可以估计距离。 距离依赖性可以取决于调制以及其他参数而非常不同，并且，可对距 离依赖性进行选择以适应于应用。

例如，如在US申请12/981 995中所公开的，在提供更准确的距 离测量的处理中，可以使用多个脉冲的IF信号的实际相位，该申请 通过引用结合于此。

根据一种方法，近似的距离用作精确距离确定中的输入，例如， 以改善用于多个相位属性的统计分析，从而使得能够更灵敏、更可靠 地测量距离。可替换地，粗略近似值可以用作精确测量值的后处理验 证。如果粗略近似值和精确距离测量值明显的不同，则应该获得新的 精确距离测量值。

附图说明

下面将参考附图更详细地描述本发明，附图示出了本发明的当 前优选实施例。

图1是示出了相位与发射频率之间的关系的曲线图。

图2是安装在罐上的雷达物位计的示意性的框图。

图3是根据本发明第一实施例的在图1中的收发器的更详细的框 图。

图4示出了载波的频率调制。

图5是根据本发明实施例的方法的流程图。

图6示出了正弦调制的前五个谐波。

图7示出了三角调制的偶数频调(tone)的傅里叶系数。

具体实施方式

在本说明书中，主要参考具有用于辐射和捕捉电磁信号的自由 传播天线的雷达物位计系统来对本发明的实施例进行描述。应当注 意，这绝不限制本发明的范围，这能够等同地应用于其他信号传播设 备，包括其他自由传播天线(例如杆状天线、接线天线、固定或可移 动的抛物面天线或锥形天线)以及波导(例如静止管、传输线或探针， 该探针例如单线探针(包括所谓的Goubau探针)、双线探针或同轴 探针)。

图2示意性地示出了根据本发明实施例的雷达物位计系统1，该 雷达物位计系统1包括测量电子单元2和信号传播器件，信号传播器 件在此是喇叭天线3。雷达物位计系统1设置在罐5上，罐5部分地 装有待计量的产品6。在图2中图示的情况下，产品6是固体(例如 晶粒或塑料颗粒)，其中，该固体是公知的代表需要雷达物位计系统 的较高测量灵敏度的较难应用。通过分析由天线3向产品6的表面7 辐射的发射信号S_T和从表面7传播回来的回波信号S_R，测量电子单 元2可以确定参考位置与产品6的表面7之间的距离，从而可以推断 出充装高度L。应当注意，尽管在本文中讨论了容纳单一产品6的罐 5，但是，可以用类似的方式测量到放置在罐5中的任何材料界面的 距离。

如图2中示意性地示出的，电子单元2包括用于发射并接收电磁 信号的收发器10，该收发器10经由波导9连接到天线3。单元2还 包括处理电路11，该处理电路11连接到收发器10，以控制收发器以 及处理收发器所接收到的信号，从而确定罐5中的产品6的充装高度。 处理电路11还连接到存储器12，存储器12存储物位计1的工作所 需的任何软件并且还提供在工作期间使用的随机存取存储器(RAM)。

处理电路11还能够经由接口14连接到用于模拟和/或数字通信 的外部通信线13。例如，通信接口14和外部控制站(未示出)之间 的通信可通过双线接口来提供，该双线接口具有向控制站发射测量结 果和接收用于物位计1的工作的功率的组合功能。根据由处理电路 11确定的测量结果来调节线中的电流。

可替换地，物位计可使用例如无线HART协议与控制站进行无 线通信，并且，物位计可使使用具有电池的本地电源或用于自主工作 的、具有干净能源的其他装置。

尽管在图2中示出为独立的框，但是，收发器10、处理电路11 以及接口12中的几个可以被设置在同一电路板上。

图3示意性地示出了适合用于实现本发明实施例的示例性的收 发器10。

信号发生器20被布置为产生具有很好限定并精确控制的载波频 率的载波脉冲。精度的偏差应该小于1/1000，并且优选地小于1/10000 或更好。这可以用反馈控制系统来实现，并且信号发生器可以包括例 如锁相回路——PLL。

在本文中所讨论的示例中，假设脉冲持续时间为大约2ms，但 是，明显更短的脉冲——例如μs量级的脉冲——也是可能的。应当 注意，在罐计量上下文境中，如这里所提到的，持续时间在μs或ms 量级的脉冲太长而不能使用时域反射测量脉冲的距离，即，不能接收 反射脉冲并确定其飞行时间。因此，根据本发明的脉冲比传统脉冲雷 达物位计中的脉冲更长，传统的脉冲雷达物位计中的典型的脉冲持续 时间为ns量级。

脉冲的平均功率可以在在nW或μW的范围内。但是，占空比— —即，脉冲与这些脉冲之间的间隔之间的关系——应该限制为小于 50％，并且，优选地明显小于例如5％或者甚至1％或者更少。与传 统的FMCW相比，这意味着可以用相对较高的功率发射脉冲，而不 增加测量周期的平均功率。

脉冲通常是雷达脉冲，其载波频率在GHz的范围内。频率范围 可以大约为工作频率的10％，例如可以在25GHz至27GHz之间或 者在9.5GHz至11GHz之间。优选地可以基于罐中普遍的条件来确 定频率的数量N。脉冲持续时间、占空比以及PLL的频率由处理器 11控制(见图2)。

PLL 20连接到调制器21，调制器21被布置成对来自PLL 20的 脉冲进行频率调制。调制可以是各种类型的，包括周期调制(例如三 角或正弦调制)或随机调制(噪声等)。在周期调制的情况下，每个 发射脉冲中优选地包括整数个调制周期，并且，调制优选地在锁定位 置处开始(例如，对每个脉冲，在零处开始)。随机调制优选地是伪 随机调制。

在所示出的情况下，假设调制是周期的，调制频率为f_m。图6 中示出了已调制载波的频率变化。应该根据脉冲持续时间来选择调制 频率以确保每个脉冲中包括完整数量的调制周期(P_mod)。在本示例 中，其中，脉冲长度是ms量级，调制频率应该是kHz量级，例如可 以是10kHz。对于在10μs至100ms范围内的脉冲持续时间，调制频 率应该大约是几千赫到一兆赫。

参考图4，调制具有被选择为引入载波频率(调制持续时间)的 变化δf的幅度，该幅度明显小于测量的预定频率范围。如所提到的， 在频率方案中使用的载波频率的预定范围是大约1GHz，因此，合适 的调制宽度δf可以是MHz量级。

提供循环器22或例如威尔金森功率分配器(Wilkinson Power  Divider，WPD)的功率分配器，以将来自信号调制器21的信号定向 到罐5中的天线3并且将来自天线3的返回信号定向到收发器10的 接收部分。

接收部分包括一个或几个RF混频器，以将返回信号与发射信号 混频。RF混频可以是零差混频(homodyne mixing)，即，返回信号 直接与发射信号混频，但是，返回信号也可以用来与经延迟的发射信 号混频。

在所示出的情况，接收部分包括两个信道，同相信道(I)和正 交信道(Q)，每个信道包括混频器23a、23b。第一混频器23a被提 供有直接来自PLL 20(I信道)的发射脉冲。第二混频器23b被提供 有来自PLL 20的、经由90度相移器24(Q信道)的发射脉冲，该 90度相移器24布置在调制器21和混频器23b之间。

来自混频器23a、23b的输出不是DC电平信号，而是包括调制 频率fm和调制频率fm的谐波在内的IF(中频)信号。接收器还包括 两组带通滤波器，分别为滤波器25a、25b和滤波器26a、26b，每组 滤波器被布置成滤波出期望的频率组成。来自每个RF混频器23a、 23b的输出连接至每组滤波器中的一个滤波器，以从每个信道(I和 Q)滤波出两个不同的频率组成(初级频率组成和次级频率组成)。 如下面讨论的，期望的频率组成可以是f_m的第一谐波之一。滤波后 的信号经放大器27放大。

然后，每组滤波器连接到一组IF混频器，分别为混频器28a、 28b以及混频器29a、29b。这些混频器也经由两个乘法器31和32 接收作为输入的来自调制器21的调制频率f_m。对应于滤波器25a、 25b已经滤波出的谐波，乘法器31适用于提供调制频率f_m的M倍放 大，而对应于滤波器26a、26b已经滤波出的谐波，乘法器32适用于 提供调制频率f_m的N倍放大。例如，如果已经选择了第一和第二谐 波，则M＝2和N＝3。

根据一个实施例，滤波器25a、25b、26a、26b以及乘法器31、 32是可变的，以使得能够选择期望的频率组成。但是，在一些情况 下，滤波器25a、25b、26a、26b由硬件确定并且是不可变的。在这 样的情况下，调制频率f_m、调制宽度δf和因数N是可变的，以实现 期望的滤波。滤波器的实际实现在很多情况下可以是数字的并可以与 混频器相结合。

来自混频器25a、25b、26a、26b的输出是DC电平信号，以表 示用于每个信道的初级相位值和次级相位值。这些值中的每个被馈给 一系列的处理元件，包括低通滤波器33、放大器34、积分器35和 A/D转换器36。

滤波器33和放大器34改善了雷达物位计系统的信噪比。低通滤 波器33优选地具有与脉冲宽度的倒数对应的带宽。换言之，如果脉 冲的持续时间是2ms，则合适的滤波器是500Hz宽。因此，可以将 更长的脉冲用于以损失平均功率为代价来提高灵敏度(较小的带宽)。 但是，如果期望小的占空比，则为了实现低的平均功耗，应该将脉冲 保持为适当的短，因此，与传统的FMCW相比，低通滤波器33的带 必须更宽(灵敏度更低)。积分器35适用于在脉冲长度上对信号进行 积分。

这些元件的顺序(特别是A/D转换器的放置)通过组件的选择 ——即，组件是模拟组件还是数字组件——来控制。数字输出被提供 给用于存储和处理的处理器11，这将在下面描述。

应当注意，在图3中图示的收发器的拓扑结构(在该拓扑结构中， 具有两个并联的接收信道(I和Q)，每个信道被分成两个并联路径 (N-滤波器和M-滤波器))不应该被视为本构思的限制。

例如，同样有用的替换可以是以相继的方式提供初级相位值和 次级相位值，即，每个信道仅具有一个滤波路径，并且交替地设置这 个路径。在图3中，意味着有仅仅两组滤波器25、26，放大器26、 27，混频器28、29以及处理元件33-36，而不是四组。

实际上，相继方法也可由混频器23a、23b用于RF混频，以甚 至进一步减少组件的数量，其代价是提高了每次测量中的脉冲的数 量。

根据调制器21引入的频率调制类型(正弦、三角、随机等)，混 频器23a、23b输出的IF信号将具有距离依赖性并将被扩展到不同的 谐波。

如果发射信号具有调制宽度为δf的正弦调制，则零差混频之后 的接收信号可通过贝塞尔函数描述为图6中图示的f_m的谐波。

贝塞尔函数中的自变量是X＝2πhδf/c，其中，h是到反射表面的 距离，c是在真空中的光度。随着距离h不断变大(从而增加了X)， 接收到的信号扩展至更多谐波。如果，例如，调制宽度δf是15MHz， 距离h是10m，则自变量X将是～2.0，并且，在f_m时会出现最多接 收信号。J1(X)的距离依赖性(X小于2)具有与传统FMCW-系 统中的高通滤波一样的特点，即，通过使幅度的距离依赖性抵消1/h 依赖性以减少动态范围～20dB。如果使用固定的δf，其将会限于8-10 MHz，以测量高达20-25m而不损失过多幅度，这通过将功率扩展到 过多其他谐波来实现。

也可以挑选出第二谐波2f_m，这能够有效地用于抑制近的回波并 且使得12-15MHz的调制宽度能够应用于20-25m。调制宽度是能够 根据所使用的距离间隔进行调整的。取决于调制的类型，对于不同安 装调制宽度可以不同，或者在测量中可调节调制宽度。

正弦调制的替代是具有不同属性的三角频率调制，并且可以比 正弦调制更有效。

图7中示出了在三角调制的所得到的用于偶数谐波(2f_m、4f_m， 等)的傅里叶系数。用于1、3等的系数与用于2、4等的系数非常相 似，但是，峰值在偶数谐波的峰值之间。峰值都接近于1，因此，如 果滤波出最接近的谐波，则几乎使用所有的信号功率。自变量X与 上面的相同，因此，在三角调制的情况下可以使用较宽的δf。在50 MHz的调制宽度处，在上面图表中的所有坐标轴(0＜X＜20)对应于 0-30m的距离。对于50MHz的调制带宽，可以在不减少接收的信号 的情况下将谱密度减少17dB。对于长脉冲，这个减少仍然保持。用 于相同功率的更低的谱密度可以用于提高功率。

通过在两个独立的处理中确定两个不同谐波的幅度，并把它们 相互比较，就可以提供距离的粗略估计。例如，在图6中，很清楚， 如果前两个谐波的幅度相同(即，商是1)，则X比2稍微大。根据 X的已知值，可使用上面的关系计算距离h。

下面将参考图5进一步描述图2和3中所示出的雷达物位计的操 作，特别是处理，以及特别是提供了距离近似值的处理。

首先，在步骤S1中，所确定的持续时间(例如2ms)的脉冲， 由PLL 20来产生并作为信号ST由天线3发射到罐中。

在步骤S2中，发射的电磁信号ST被罐5中的阻抗转变反射， 该阻抗转变包括在罐5中包含的产品6的表面7，并且，发射的电磁 信号ST由天线3作为返回信号SR返回至收发器10。通过在收发器 10的接收器侧中的两个信道(I和Q)来接收返回信号SR。

在步骤S3中，返回信号SR与在混频器23a和/或23b中的发射 信号混频，以形成IF信号。

然后，在步骤S4-S5中，确定IF信号的两个不同谐波的幅度(在 所示出的示例中，来自混频器28a和29a的已处理的输出，或者可替 换地，来自混频器28b和29b的已处理的输出)。最后，在步骤S6 中，这两个幅度相互比较以确定粗略的距离近似值。

如上所述，一种有用的关系简单地是两个幅度之间的商。基于 两个谐波的距离依赖性的知识，这个商可以指示特定距离。

应该进一步指出的是，确定在每个信道的两个或更多不同谐波 的幅度是有利的。例如，可以确定一个信道的第一谐波和第三谐波的 幅度，以及，可以确定第二个信道的第二谐波和第四谐波的幅度。这 使得能够更稳健的计算近似值。

在这里概述的距离近似法可以在雷达物位计中有利地实现，该 雷达物位计适于根据US 12/981 995中所公开的原理来操作。

根据这个原理，对于在预定频率方案中的所有频率，上面讨论 的初级(或次级)相位值被记录在存储器13中。每个相位差值(在 范围0-2π内)与基于之前检测到的距离算出的期望的相位差值相关 联。期望相位和实际检测的相位之间的差与距离偏移量对应。原则上， 由单个频率得到的这种偏移量足以提供更新的距离检测。但是，这个 检测中的不确定度通常太明显而不能提供满意的可靠性，并且，通常 需要某种统计分析。

对于每个发射脉冲，由本发明提供的粗略的近似值可以是非常 有利于使这些分析更稳健更可靠。如在US 12/981995中讨论的，在 某些条件下，这个近似值可以消除对于初始距离检测的需要。

可替换地，或者结合，在此讨论的近似值可用于验证例如根据 US 12/981 995获得的更精确的距离确定。

本领域技术人员意识到本发明绝不局限于上面描述的优选实施 例。相反地，在所附权利要求的范围内的许多修改和变化都是可能的。 例如，本发明的原理不需要I/Q处理，但实际上也适用于单个信道系 统。此外，在不偏离本发明的构思的情况下可以用多种方式修改收发 器电路的细节。