数字预失真分数时延估计与信号对齐算法及实现

摘要

公开了基于“三点二次”算法实现数字预失真(DPD)系统信号分数倍采样间隔时延的估计方法。公开了一种结合窗函数与Nyquist插值滤波器设计“前插”滤波器以实现信号对齐的方法。首先，同时截取具有相同速率的DPD输入信号与PA反馈输出信号各N点做相关运算。其次，由互相关值的最大模值位置估计信号的整数时延间隔，同时取两个次大值。再次，采用“三点二次”算法估计两个信号的分数倍采样间隔时延。最后，根据总时延，结合窗函数法完成PA反馈输出信号“前插”对齐。本发明所述算法的实现结果表明：能为DPD系统提供一个性能优良的对齐信号；与系统现使用的各算法相比，具有计算量小，易于数字化实现等优点。同时公开了本发明所述算法的实现方案。

说明书

技术领域

本发明涉及一种数字化预失真系统的信号时延估计方法与一种数字化预失真系统的信号 插值对齐方法，属于通信信号数字处理技术领域。

背景技术

数字预失真(DPD)是功率放大器(PA)线性化校正的主流方法，其性能一直受困于信号对 齐精度。由于，DPD系统需考虑PA带宽几个以上的失真，所以采样速率非常高，需要有性 能良好的时延估计算法与信号插值对齐算法保障该系统的实现。

目前，关于DPD系统中信号的时延估计算法主要有五种。一，迭代法时延估计算法。利 用信号间存在一定线性关系，通过迭代方法实现DPD输出与PA反馈输出对齐。实践证明： 该方法稳定性受迭代步长影响，延时估计精度差。二，延时锁定环(DLL)算法。利用环路鉴 相器给出的误差信号控制环路中的压控振荡器VCO的输出时钟，实现PA反馈回路的采样脉 冲的脉位变化达到信号对齐的目的。实践证明：该算法的实现复杂、收敛速度慢。三，相关 函数法。又分幅度差相关函数法和幅度相关函数法两种。前者对输入信号和反馈信号的对应 样点取幅度差，然后对差求互相关。再通过最大值估计信号间的整数(倍T_s)时延；与下面 要讨论的幅度相关函数信号时延估计方法相比，增加了求插值过程。后者是最流行的信号同 步方法，也是利用相关函数的最大值位置实现信号时延的估计，同样也实现整数(倍T_s)时 延估计。实践中，为了采用该方法实现对分数时延的估计，需要对DPD的输入信号或者对PA 的反馈输出信号进行高倍插值，再按插前间隔抽取，构成多路后，再与未进行插值操作的信 号分别相关，然后取各路相关结果的峰值，再将这些峰值放在一起比较，取其中取最大的峰 值，其对应的抽取信号即认为与另一相关信号是对齐的。该方法虽具有很多优点，但是缺点 也相当明显：(1)不能从根本上消除时延的模糊问题；(2)运算量过大，DPD系统不能跟随 PA参数的变化速度。为了保证DPD的性能，一般需要32或64倍甚至更高倍数的插值再抽 取。四，基于小波分析时延估计方法。通过对信号的幅度相关函数做小波分析后，实现对信 号时延的估计的。这种基于全局的寻找最优解过程运算量也不小。五，基于黄金分割法实现 时延的估计。首先假设时延范围为[a，b]，采用黄金分割法在[a，b]中寻优。具体过程为：利用 黄金分割方法，令利[a，b]中一点τ₁，并用其对升余弦补偿器的系数进行估计，再讲估计出系 数的滤波器与PA的反馈输出卷积得到输出v(n)，再将v(n)与PA反馈输出信号相关运算，重 复上述这个过程，直到|τ_k-τ_k-1|小于设定的一个小常数ε，此时即得到同步输出v_k(n)。可见 对DPD系统的时延范围有先验知识决定了系统的运算复杂性。其实质是一种穷举方法，且在 这一系列的运算过程中，难免出现算法的数值计算问题。

实现信号的对齐方法主要有三种方法：一，基于重采滤波器法。采因速度问题或硬件消 耗问题不适合于DPD系统。二，基于多项式近似法。利用了一个低阶的多项式在一定区域对 插值滤波器系数进行估计，以适应信号的变化。其实质为一个时变滤波器，该方法所实现的 滤波器的新系数的误差取决于插值算法与老系数的量化精度；三。基于FRROW滤波器法。该 方法是将多项式系数作为滤波器系数与输入卷积后，再与时间偏差卷积实现信号对齐，运算 过程中也需要对滤波器权值修正，存在的数值计算问题也会影响到DPD系统的性能。

综上所述，提出基于“三点二次”插值法的DPD信号时延精确估计方法与基于窗函数 法的信号“前”插滤波器法实现信号的对齐具有一定的实际意义。经分析，DPD与PA构成 的信道近似符合高斯白噪的莱斯信道模型。高速率采样时其互相关在其最大值附近具有二次 函数特征。当所取信号长度合适时，互相关函数是单峰的，为最优化方法估计信号时延提供 了条件。同时，结合多速率数字信号处理技术，可用窗法求实现的插值滤波器与输入卷积后 可实现信号的对齐。

发明内容

本发明旨在为解决DPD系统的信号时延估计(精确部分)与信号对齐问题。

关于时延估计问题的解决思路：与它数字系统类似，DPD系统中也存在采样模糊问题。 在详细分析了基于DPD的PA信道模型后认为：对DPD的高速采样而言，可利用互相关函数 在峰值点附近具有二次函数特征，取其最大值与次大值三个点，可采用“三点二次”插值算 法估计出小于采样间隔的信号时延，彻底解决离散相关函数与连续相关函数峰值间因采样造 成的偏差问题。

关于信号的插值对齐问题的解决思路：在获得了信号的精确时延信息后，根据多速率数 字信号处理技术，采用窗函数方法对PA反馈输出进行“前插”递推，实现DPD系统中的信 号的对齐。

解决问题的方法与步骤：

(1)对PA反馈信号y(n)与DPD输入信号d(n)进行相同速率采样，并同时分别取N点 (L＝2^M≥N，M∈Z⁺)，将其暂存到双口RAM中；

(2)采样2L点FFT计算y(n)与d(n)的互相关；并提取r(n)中取最大值与两个次大值；

(3)按照优化理论估计y(n)与d(n)之间的分数间隔时延τ；

(4)按照h_w(n)＝win(n)·sa(τ-n)计算插值滤波器系数；

(5)按照实现信号前插。

结束。

本发明所述算法具有以下显著特点：

(1)DPD的信号时延估计时运算量低。具体的讲：分数倍采样间隔时间的估计算法仅 需要通过三次移位、三次加减运算与两次乘法运算就可以完成。

(2)算法使用了互相关函数幅度值，信道中的高斯噪声不影响时间的估计精度。按照最 优化理论方法，本发明所述的分数倍采样间隔时延估值就是DPD系统中的信号时延小数部分 的真值。

(3)基于窗函数方法的sa(·)“向前”插值信号对齐方法，同样具有复杂度低性，且继 承了FIR滤波器各种优点。

(4)本发明所论述的算法可以为DPD系统提供的对齐信号性能良好。

附图说明

图1为基于直接学习方式的DPD系统电路结构原理示意图。其中，图1中虚框部分涉及了 本发明所述的算法。

图2为本发明所述算法的整体实现方案示意方框图。

图3为本发明所述算法实现的信号对齐器的内部结构示意方框图。

图4为本发明在DPD系统中的使用流程结构示意方框图。

图5为本发明所述算法中的信号互相关运算流程示意图。

图6为本发明所述算法中的分数时延估计算法实现流程示意图。

图7为本发明所述算法中的信号“前”插对齐算法实现流程示意图。

图中1.数字预失真器(DPD)，2.数模转换器(DAC)，3.上变混频器，4.功率放大器(PA)， 5.天线，6.衰减器，7.本地振荡器，8.延时估计器(T)，9.前插滤波器，10.模数转换器，11. 下变混频器，12.控制器，13.存储器，14.信号相关器。其中前插滤波器(9)由三部分构成， 它们是：91.滤波器系数计算器，92.加窗器，93.前插滤波器；其中加窗器(92)由两部分构 成，它们是：921.窗函数系数存储器，922.乘法器。

具体实施方式

1.一种用于数字预失真(DPD)系统的信号分数倍采样间隔时延估计算法和一种结合窗 函数与Nyquist插值滤波器(sin(x)/x)设计的信号“前插”滤波器实现信号对齐的方法。本发 明所述算法适用于基于DPD技术的功率放大器(PA)线性化校正。其中DPD的输入信号与 的PA反馈输出信号的采样速率相同。算法的基本的特征在于：首先，对DPD与PA的输出N 点信号进行相关。然后，由该相关函数值的最大值及两个次大值采用“三点二次”方法估计 信号分数倍采样间隔时延。最后，采用窗函数实现PA反馈输出信号“前”插滤波器完成DPD 输入信号与PA反馈输出信号的对齐。

2.一种用于权利1所述算法的实现方案。其基本的特征在于：在控制器同步下，同时截 取DPD输入与PA的反馈输出各N点，放到两个独立的存储器中；相关器对两个独立的存储 器中的数据做互相关运算，输出结果中的两个次大值与最大值到延时估计器；延时估计器根 据输入信号采用“三点二次”插值算法估计信号的分数倍采样间隔时延；插值滤波器系数计 算器根据延时估计器的输出计算数字插值滤波器系数到加窗器；由加窗器对插值滤波器系数 加窗处理，并将结果送到“前”插值滤波器与PA反馈输出信号进行卷积运算，输出一个DPD 输入信号对齐的结果。上述操作均在控制器的参与下工作；控制器受总线控制。

3按照权利1所述算法的实现，其特征在于：所使用的互相关算法包括如下步骤：

3a截取具有相同采样速率的DPD的输入基带信号d(n)与PA反馈输出信号y(n)各N个 点，其中N为正整数。

3b按照互相关理论，计算d(n)与y(n)的(2N-1)点的时域互相关r(n)。

4按照权利1所述算法的实现，其特征在于：所使用的分数倍采样间隔时延估计算法包括 如下步骤：根据步骤3提供的互相关函数r(n)，提取其的最大值与次大值；再按照“三点二次” 插值算法估计分数倍采样间隔时延(τ)，并输出。

5.按照权利1所述算法的实现，其特征在于：所使用的“前”插值对齐算法包括如下步 骤：

5a根据步骤4的分数倍采样间隔时延(τ)，采用抽样函数计算插值滤波器系数h(n)，并对 h(n)加长为M的窗函数，求得插值滤波器系数h_w(n)。

5b根据步骤5a提供的“前”插值滤波器系数h_w(n)与PA反馈输出信号y(n)卷积和，输 出与DPD输入信号对齐的信号。

6根据权利1所述算法的实现，其特征在于：采用“三点二次”算法实现信号分数倍采样 间隔时延(τ)的估计与信号“前”插值对齐方法包括如下步骤：

6a.根据步骤3a所述截取信号的方法，其特征在于：所述步骤3a按照如下方式进行：同时 读取DPD输入信号d(n)与PA反馈输出信号y(n)各N个点，并将其分别放到深度为L＝2^m， 其中(m∈Z，L＞2N)个单元，d(n)与y(n)分别按照式(1)，

$\left(\begin{array}{c}d\left(n\right)=d_i\left(n\right)+j·d_Q\left(n\right)\\ y\left(n\right)=y_i\left(n\right)+j·y_Q\left(n\right)\end{array}\right)---\left(1\right)$

操作。

6b.按照步骤3b所述计算两个有限长数据的互相关的方法，其特征在于：所述步骤3b按 照如下方式进行：按照圆周相关计算线性相关算法，同时或分别做d(n)与y(n)的2L＝2^m+1点 FFT分别记为D_2L(k)与Y_2L(k)，(k＝0，1，2，…2L-1)。并按照式(2)，

R_2L(k)＝D_2L(k)Y^*_2L(k)                (2)

进行，再按照式(3)，

r_2L(n)＝1/2N·iFFT_2L(R(k))                (3)

进行操作。其中，n＝0，1，…2L-1。

6c.按照步骤4所述的估计信号分数倍采样间隔时延的方法，其特征在于：所述步骤4按 如下操作进行：取{|r(n)|}的最大值记为f₁，次大值分别记为f₂、f₃，再按式(4)，

$\tau =\frac{f_3-f_1}{{4f}_2-2f_1-2f_3}·T_s---\left(4\right)$

估计分数倍采样间隔时延。设信号的整数时延为Γ，按照式(5)，

γ＝Γ+τ                (5)

估计信号的总时延值γ。

6d.按照步骤5a所述的计算插值滤波器系数的方法，其特征在于：所述步骤5a按如下操作 进行：采用窗函数法计算“前”插对齐滤波器系数h_w。设窗的长度为M点，按式(6)，

h_w(n)＝Window(k)×sin(γ-KT_s)/(γ-kT_s)，k＝0，1，…M        (6)

进行。其中h_w可以是对称的，也可以是非对称的。

6e.按照步骤5b所述的“前”插对齐算法，其特征在于：所述步骤5b按如下操作进行： 将PA反馈输出信号y(n)作为按步骤5d所述实现的“前插”数字滤波器的输入信号，该滤波 器输出按式(7)，

$\hat{d}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\Sigma }}y(i+n)·h_w\left(i\right),n=\mathrm{0,1,2},···,N-1---\left(7\right)$

进行。“前插”数字滤波器可输出与DPD输入信号d(n)对齐的信号

7.根据权利要求2所述算法的实现方法，其特征在于：所述算法的实现按如下步骤进行： d(n)与y(n)接存储器13，存储器13接信号相关器14，信号相关器14接延时估计器8，延时估计 器8接前插滤波器系数计算器91，前插滤波器系数计算器91接加窗器92，加窗器92接前插滤波 器93，前插滤波器93接信号y(n)与加窗器92，前插滤波器93输出信号插值对齐算法采 用如下所述的功能单元：前插值滤波器系数计算计算器(91)、加窗器(92)、前插值滤波器 (93)与控制器12相连接。控制器12提供外部访问接口功能与逻辑控制。

按照本发明所述算法，已经实现了一套基于基带数字预失真器的功放原型机。多次测试 结果表明：采用本发明所述的算法能为DPD系统提供一个性能优良的时间对齐信号。本发明 所述算法运算量小，实现结构简单，算法在运行过程中未发现有任何收敛问题与稳定问题出 现。