用于驱动车辆的安全系统的控制器和用于驱动这种车辆的安全系统的方法

摘要

本发明提供了一种用于驱动车辆的安全系统的控制器和方法，其中，设置有升压转换器(AW)，所述升压转换器被构造为接通转换器。所述升压转换器将从车辆蓄电池电压中导出的输入电压(UB)转换成其输出端上的较高的充电电压(VUP)。此外，设置有至少一个蓄能存储器(CER)，借助于所述充电电压(VUP)给所述蓄能存储器充电，以用于在自给自足情况下驱动所述安全系统。与所述升压转换器反向地驱动至少一个降压转换器，其中，所述至少一个降压转换器(DC1、DC2)对所述充电电压或者从至少一个蓄能存储器中输出的电压进行降压转换。

说明书

技术领域

本发明涉及一种根据独立权利要求所述的类型的、用于驱动车辆 的安全系统的控制器和方法。

背景技术

由DE 195 42 085 B4公知一种车辆乘客安全装置，其中，设置有 用于存储能量的电容器和第一电压转换器，所述第一电压转换器与车辆 蓄电池连接，并且所述第一电压转换器将车辆蓄电池的电压提高至车辆 蓄电池电压的多倍，并且利用该更高的电压给电容器充电。第二电压转 换器被设置用于通过其输出端与电压稳定器的输入端连接。此外，还设 置有控制所述电压转换器的微控制器，并且所述电压转换器能够由微控 制器的串口进行控制。由DE 10 2004 057 690 A1公知一种用于给电能存 储器装置充电的装置和方法。在此，在主电流路径中设置有主动的限流 器，用于将供应电流限定到确定的最大电流上。电压转换器装置置于限 流器装置下游，用于将电能存储器装置的电势提升到高于电源电势。

发明内容

与此相对地，根据本发明的用于驱动车辆的安全系统的控制器 和方法具有如下优点，即现在与升压转换器反向地驱动至少一个降压 转换器，其中，所述降压转换器对充电电压或者由能量存储器输出的 电压进行降压转换。由此，能够降低升压转换器输出端上的交流分量 即交流电压，这是因为通过反向驱动在升压转换器能量输出(续流) 的瞬间通过所述至少一个降压转换器吸收能量。因此，实现了动态平 衡，所述动态平衡伴随着在升压转换器输出端上很小的交流分量。

在这里，控制器可以理解为如下电气装置，所述电气装置处理 传感器信号并且根据传感器信号来触发安全系统，例如它是带有安全 气囊和安全带拉紧器的被动的人员保护系统。所述控制器通常具有由 金属和/或塑料制成的自己的壳体；但是也能够部分地利用分布式部件 构建在不同的装置上。在此，主动和被动的安全装置能够布置在共同 的壳体中。

驱动安全系统意味着，在与安全相关的情况下(安全系统被设 计用于的安全相关的情况)激活所述安全系统。如果例如出现了需要 触发安全气囊的事故，那么所述控制器输出触发信号以便触发相应的 安全气囊。

在这里，将所述安全系统理解为被动的安全系统，例如安全气 囊或者安全带拉紧器，也可以理解为主动的安全系统，例如车辆的电 子稳定调节装置或者防滑调节装置。

升压转换器是带有电感的常见电子器件，所述电子器件将输入 电压转换成与所述输入电压相比提高的输出电压。为此，升压转换器 被构造为开关转换器。这种升压转换器例如具有电感并因此具有线 圈，所述线圈与在这里能够集成地实施的续流二极管或者续流晶体管 串联。在续流二极管后面设置有充电电容器，所述充电电容器合计出 输出电压。所述线圈通过开关接地。在所述线圈上，输入电压下降， 其中，电流通过线圈并因此使得存储在磁场中的能量升高。如果断开 所述开关，那么所述线圈保持电流。其次级端上的电压上升得非常快 速，直到超过电容器上的电压并且打开二极管。所述电流在第一瞬间 继续不变地流动并且继续给电容器充电。在此，磁场消逝并且通过使 得电流通过二极管进入充电电容器并且驱动负载来释放其能量。一般 来说，所述电感在充电过程中充当负载并吸收能量，而在放电过程中 所述电感充当能量源，类似于电池。因此，将充电阶段与所谓的续流 阶段(Freilaufphase)区分开。在续流阶段中，将能量传输给升压转换 器的输出端。

由车辆蓄电池导出的输入电压例如是经滤波和反极性保护的电 压，所述电压直接由车辆蓄电池电压导出。

升压转换器输出端上的充电电压高于所述输入电压，从而解释 了升压转换器的概念。

所述至少一个蓄能存储器通常是一个或多个电容器，利用处于 升压转换器输出端上的充电电压为该电容器充电，以用于在自给自足 的情况下驱动安全系统。所述自给自足的情况是，车辆蓄电池的供电 由于例如事故而发生中断。在运行中可编程的充电电流源通常是指电 流调节器。在此，它是指晶体管电路，所述晶体管电路像电流阀门那 样起作用，其中包含有逻辑电路(Logik)，所述逻辑电路将编程转 化为相应的电流值。由此，在运行期间，也就是说当车辆接通电源并 且存在蓄电池电压的时候，能够根据情况调节充电电流。所述编程能 够例如由控制器中的微控制器来实施。可编程的充电电流源能够实施 为电流镜像或者具有分流电阻的电流调节器。

在这里，编程意味着，在运行中所述充电电流源包含如下信号， 所述信号通过表明充电电流的值来解释所述充电电流源。

通过从属权利要求中阐述的措施和改进方案，能够实现在独立 权利要求中给出的、用于驱动车辆的安全系统的控制器或方法的具有 优点的改进方案。

有利地，升压转换器和至少一个降压转换器彼此直接连接。这 意味着，存在至少一根导线，所述导线从升压转换器的输出端引导至 降压转换器的输入端。在此，能够实现的是，将电容器和/或电阻连接 到该导线上。

此外，具有优点的是，在升压转换器输出端上通过续流二极管 或者同步地受控的续流晶体管连接有电容性负载，以用于合计升压转 换器所给出的电感性开关电流。这种电容性负载应该尽可能小。这可 以通过具有很高时钟频率1至10MHz的转换器来实现。目标值应该 处于1至20uF的范围内，并且通过所谓的多层陶瓷片式电容器 (MLCC)来实现。通过将升压转换器的输出电容降低到该值，不需 要其他措施来限制车载电源(Bordnetz)中的起动电流(降低了成本)。 所述起动电流限制在几个微秒(小于30微秒)并且在幅值上在非常 大程度上通过车载电源的阻抗来确定。此外，通过这种电容性负载， 能够实现升压转换器的稳定运行。这能够通过将调节器调校至该负载 来实现。为此，必须可靠地避免正反馈(不稳定性)。这能够有针对 性地通过利用续流电路与输出电容之间的不可避免的串联电阻/电感 (在续流二极管与输出电容之间的导线、接线的电阻/电感的定义)无 需附加成本地得以改善。

此外，具有优点的是，控制器具有逻辑电路，所述逻辑电路依赖 于至少一个蓄能存储器上的至少一个电气参数在给蓄能器充电期间对 至少一个蓄能存储器的电容进行初始测量，并且紧接着对至少一个蓄能 存储器的等效内阻进行测量。所述逻辑电路通常存在于微控制器中，所 述微控制器读取所需要的关于例如至少一个蓄能存储器上电压曲线的 数据。通过SPI接口并且依赖于所述SPI接口，触发对电容的初始测量， 并且触发对内阻的测量。在这里，给至少一个蓄能器充电的概念是如下 意思，即在接通控制器或者使控制器上电(Power-On)之后给所述蓄能 器充电。

以具有优点的方式，逻辑电路具有至少一个比较器，用于将至少 一个电气参数(通常是电压，这里例如蓄能存储器上的电压)与能预先 给定的阈值进行比较，其中，根据该比较来实施对电容的初始测量和对 内阻的测量。也就是说，如果带有电容器的蓄能存储器上的电压达到了 预先给定的值，那么实施对电容的测量。通过使用例如两个比较器值， 能够借助于集成的计数器例如10bit/10KHz来确定充电时间，所述充电 时间是完成预先给定的测量带(Messband)所需要的时间。在此，作为 测量电流，能够统一使用90mA。由此，根据下列公式得出电容： CER＝测量电流*充电时间/测量带。

为了对蓄能器并因此对蓄能存储器的所谓的等效内阻进行测量， 也能够使用两个比较器值，以便确定蓄能存储器的内阻是否足够小。例 如在测量电流从90mA变化到930mA的情况下，在测量电流变化之后 10μs通过比较器阈值询问实现的例如0.5V的电压变化。如果超过了所 述比较器阈值，那么所述内阻例如小于0.6欧姆。在例如电压变化了1V 的情况下，在加载测量电流之后询问第二比较器测试部位。如果超过了 所述比较器阈值，那么所述内阻大于1.2欧姆。当然在微控制器中，这 种流程控制也能够通过专用集成电路中的逻辑电路以硬件的方式实现。 同样，测量装置也能够通过微控制器的ADC(模数转换器)或者系统专 用集成电路中的电压比较器和计数器来实现。专用集成电路中的微控制 器能够激发所述测量的启动，所述微控制器在达到VER_min的时候通 过硬件实现准确的启动时间点。所述激发能够例如通过读取初始电容的 结果寄存器来实现。如果没有进行测量，所述结果寄存器不会被重写。

此外，具有优点的是，以如下方式构造逻辑电路，即，在给蓄能 存储器充电之后所述逻辑电路周期性地实施对电容的另外的测量。为 此，也能够使用比较器阈值。在微控制器的读取过程之后根据周期性电 容测量的结果寄存器启动所述测量。通过这种过程切断充电电流源。所 述电压由于例如分压器上与成本无关的负载而下降。如果蓄能存储器上 的电压达到了预先给定的值，那么利用所述测量电流再次对蓄能器进行 充电，直至达到另一值。通过选择减小的测量行程(Messhubs)和与其 相应地协调一致的测量电流，使得μF的分辨率数字精确地保持在初始 电容测量的值上。

在改进方案中设置了，避免由于蓄电池电压下降引起的电容和内 阻测量中的测量误差，方法是：利用比较器监测输入电压。如果所述输 入电压下降到由比较器预先确定的值之下，那么在测量存储器中将每个 当前进行中的测量标记为不可执行。对此，替代地，充电电流源的电流 调节器在测量应用中产生调节状态。只有当所述调节状态除了起振时间 达到与测量时间本身相同的调节时间时，进行中的测量才不受干扰地进 行并因此被视为是有利的。也就是说，所述调节立即根据目标电流来实 现并且保持在该调节的状态至测量时间的结束。否则的话，测量存储器 中的测量值包含“不可执行标志”。同样，为了获取所述调节状态，能 够使用时钟频率为10kHz的十比特计数器。也可以设想更小的分辨率。

此外，具有优点的是，通过充电电流源在第一时间段和第三时间 段内利用第一电流水平、在第二时间段内利用测试电流、并且在第四时 间段内利用第二电流水平来实现对至少一个蓄能存储器的充电，所述第 二电流水平低于第一电流水平，其中，第一、第二、第三和第四时间段 按该序列彼此相继，并且在第二时间段中实现对电容和蓄能存储器内阻 的初始测量。第一电流水平与测量电流水平之间以及第一与第二电流水 平之间的切换基于蓄能存储器上的电压来实现。也就是说，将蓄能存储 器上的电压与预先给定的阈值进行比较。

此外，具有优点的是，控制器在节能模式中运行。因为随着接通 控制器电压，升压转换器能够近似同步地形成输出电压，这是因为没有 给蓄能存储器充电(充电电流源首先保持阻断)。通过至少一个连接到 升压转换器输出端上的降压转换器，向计算器(微控制器)供应电能， 也就是说，在这里设置有节能模式，所述节能模式降低了对车辆蓄电池 的消耗，方法是：以具有优点的方式将充电电流源用于避免从所述充电 电流源给控制器内部的蓄能存储器充电或者只有当这种情况是所希望 的情况的时候才实施(μC程序、通过CAN、FLEXRAY、LIN的数据 传输)。在降压转换器中，将输入电压转换成更小的输出电压。降压转 换器结构的具有优点的表现形式是，将两个降压转换器串联，这两个降 压转换器分步地对电压进行降压。这两个降压转换器完全像升压转换器 那样被施加电容性负载。所述节能模式例如用于展台中的车辆，方法是： 例如控制器通过诊断测试器收到如下指令，即进入所述节能模式。节能 模式的其他可能性是无钥进入(keyless entry)，其中无需启动本来的应 用就能够接入限定的状态。

附图说明

本发明的实施例在附图中示出并且在下面的说明书对它们进行 详细阐述。

图1示出根据本发明的控制器的方框图；

图2示出根据本发明的方法的流程图；

图3示出根据本发明的方法的另一流程图；

图4示出根据本发明的控制器的另一方框图；

图5示出开关转换器中晶体管的时序图(Zeitdiagramm)；

图6示出电压时序图；

图7示出另一电压时序图。

具体实施方式

图1以方框图示出控制器的一部分，其包含了本发明。蓄电池电 压UB例如通过滤波器和/或反极性保护装置(Verpolschutz)加载到升 压转换器AW上，更确切地说是加载到其输入端上，从而升压转换器 AW将蓄电池电压UB或者从其导出的电压提高到预先给定的电平。 在通过一段导线在下游与输出端并联连接的电容器C1上的输出电压 利用VUP来标示。升压转换器AW能够主要通过SPI接口来控制， 在此，主要能够改变下列参数：接通/断开、时钟频率、 晶体管T1、T2的边沿坡度(Flankensteilheit)、电流限制T1、T2、 输出电压23...25V/31...35V。在这里在输出端上并联的电容器C1和 C2是所谓的多层陶瓷片式电容器(MLCC)，所述多层陶瓷片电容器 的大小为1至20μF并且保证升压转换器稳定运行。这些电容器C1 和C2具有很小的阻抗，但是在这里所应用的很高的转换器频率即例 如1800至2200kHz的情况下，由此可以避免中波范围内的干扰，仍 然实现稳定的调节。通过针对性的限定的设计方法，可以将这些转换 器输出电容的连接线路(Anbindung)的每厘米为例如5...15mOhm/ 5-10nH的单位长度电感用于实现足够的阻抗值。在此，为了连接输 出电容C1和C2，长度为1cm宽度为0.5mm厚度为35μm的0.1250hm 的值已被证实是具有优点的。由转换器输出的电流在C1和C2的单 位长度电感上无需时间延迟就能够产生电压，由此能够实现稳定的调 节。在图1中紧接着示出了串联在升压转换器AW的输出端上的降压 转换器DC1和DC2，所述降压转换器DC1和DC2通过如下方式安置 在共同的ASIC(即共同的专用集成电路，其上布置有升压转换器、 两个降压转换器DC1和DC2以及还有充电电流源LSQ)上，即，所 述升压转换器AW的转换器输出电容能够与1cm长/0.5mm宽/35μm 厚的导线相连，由此形成单位长度电阻与电感比例为5...15mOhm/ 5-10nH，并因此所述转换器一般是稳定的。但是，同时，如果将所 述同一电容以0至5mm的较短的导线长度耦接至后面的转换器级的 输入端上的话，利用同一电容，也能够实现随后的转换器即DC1和 DC2的输入缓冲电容的功能。由此，降低了电压干扰并且减小了辐射。 这种方法也能够相应地用于耦接两个降压转换器DC1和DC2。

所述充电电流源LSQ利用输出电压VUP也就是根据权利要求所 述的充电电压给连接到充电电流源的输出端上的蓄能器CER充电，以便 针对自给自足的情况做好准备，所述蓄能器CER是蓄能存储器。但是， 触发(Zündung)在大多数情况下总是通过所述电容CER也就是说也在 非自给自足情况下实施。在这里，目标电压用VER来标示。充电电流 源LSQ以及降压转换器DC1和DC2都能够通过串口SPI优选通过微处 理器(这里未示出)来操控和进行编程。在充电电流源LSQ方面，进行 如下编程是必要的，即将电流用于给电容器CER充电。所述电容器CER 通常是指电解电容器；但是，也其他的电容器类型也是可能的。同样， 也能够调整电容和ESR测量电流的大小，同样也可以调整时间测量的时 钟频率。

充电电流源LSQ具有电流调节器。这种电流调节器将电流调节到 程序设定的电流上，所述程序设定的电流由控制器的微控制器来确定。 利用这种对电流的编程可以实现的是，在接通控制器之后在充电阶段就 已经执行对电容器CER的电容和等效内阻的初始测量。这种测量对于检 测所述电容器的功能性来说是必要的，从而使蓄能器能够用于触发例如 安全气囊或者安全带拉紧器。有利地，测量结果存储在控制器中，以便 用于稍后的功能性证明。在这里，为了简化，略去了对理解本发明来说 不必要的但是从属于控制器的运行的那些部件。

通过调整充电电流，也可以调整将电容CER充电到其预先给定的 电压的上升速度。此外，也可以实现像省电模式那样的运行方式，方法 是：充电电流源在这种省电模式中不给电容器CER充电。在这种省电模 式中(也被称为Eco模式)应该运行的微控制器通过与升压转换器直接 耦接的降压转换器DC1和DC2获取必要的能量。通过调整蓄能器CER 的充电速度，可以实现的是，调整预先给定的系统准备时间。

在蓄能器CER上连接有触发电路，从而蓄能器CER在触发情况 下能够给它们供应能量。通过降压转换器DC1和DC2，在自给自足情 况下给控制器的其余部件供电。

降压转换器DC1和DC2至少部分地与升压转换器AW反向地得 以驱动。所述降压转换器还分别具有电感，并且承担如下任务，即相应 地对电压进行降压转换。在降压转换器上连接有接口，以便向控制器中 的电子机构提供相应的电压水平。对于这种电压水平，下面会加以详述。 可以实现的是，所述降压转换器DC1不实施这种供电，而是将所述电压 降压转换到如下第一水平上，即第二电压转换器DC2使用所述第一水 平，以便继续对其进行降压转换。此外，降压转换器DC1和DC2至少 部分地与升压转换器AV反向地得以驱动。当至少一个降压转换器连接 到升压转换器AW的输出端上时，降低了电压VUP，并因此同样降低了 电压VER。在蓄能器CER发生故障或者升压转换器发生故障的情况下， 将蓄电池电压降低到所述降压转换器的输出电压。升压和降压转换器的 这种反向运行意味着，在升压转换器中开始充电阶段，而在降压转换器 中开始所谓的续流阶段。所述充电阶段意味着给电感充电，而所述续流 阶段意味着将电能从电感中放出。在这两种阶段之间连接有开关转换 器。如果升压转换器AW处于续流阶段也就是处于将电能传送给输出端 VUP的阶段，那么利用降压转换器DC1的确定的相位重叠立即再次从 输出端VUP中吸收电能。由此，降低了VUP调节电压的交流分量并因 此以尽可能小、低成本的陶瓷电容器控制在输出端VUP上提供的量。 所述陶瓷电容器是电容器C1和C2，以及处于两个降压转换器DC1与 DC2之间的C3和C4。

在降压转换器DC1输出电压上连接有另一用于产生1.2至3.3V电 压的降压转换器，其可以通过硬件来编程。该第二降压转换器DC2同样 像第一降压转换器DC1那样与升压转换器反向地得以驱动。由此，在第 一降压转换器的输出端上通过经由第二降压转换器进行的能量提取而 精确地在输出电压升高的瞬间相反作用。由此，同样降低了所述第一降 压转换器DC1的输出电压的交流分量，并因此支持将第一降压转换器输 出端上的电容从例如150μF降低到大约30μF。

根据图2的流程图详细阐述了根据本发明的方法。在方法步骤200 中，例如对所述蓄电池电压UB进行滤波或者反极性保护，但是至少在 升压转换器AW输入端上提供所述蓄电池电压UB。在方法步骤201中， 所述升压转换器AW执行升压变换，方法是：使它作为开关转换器运行。 由此，可以在升压转换器AW的输出端上测量电压VUP。通过串口SPI 对充电电流源SLQ进行编程，从而所述充电电流源根据充电电压VUP 利用相应的电流给电容器CER充电，所述电容器是蓄能存储器或者蓄能 器或者蓄能电容器，更确切的是，使其充电到所述电压VER。这在方法 步骤203中实现。

图3以另一流程图改进了上述流程图，其中，所述方法步骤203 在方法步骤300中执行，并且图2中前面所述的方法步骤现在不再详述。 在方法步骤300中给电容器充电，而在方法步骤301中测量电容器上的 电压，例如通过包含转换器本身的微控制器或者系统专用集成电路。在 方法步骤302中检验所述电压：电容器上的电压是否已经达到阈值 VER_min。如果不是这种情况，那么跳回至方法步骤300。但是，如果 是这种情况的话，那么可以直接前进至方法步骤303，或者一直等待直 到通过SPI发送测试指令，以便对电容器CER的电容和其等效的内阻 ESR进行初始测量。此后，在方法步骤304中又进行所述充电。对电容 的测量或者对内阻ESR的测量利用测量电流来执行，所述测量电流可以 不同于充电电流。

在方法步骤304中，再次实施方法步骤300中的充电电流，自动 地或者根据要求地通过微控制器μC经由串口SPI进行。在第二充电阶 段中，在方法步骤305中检验：电容器CER上的充电电压是否已经达到 数值VUP_low，该数值高于电压VER_min。如果不是这种情况，那么 继续用充电电流进行充电。但是，如果是这种情况，那么在方法步骤306 中通过如下方式改变对充电电流源LSQ的编程，即，现在使用维持电流， 所述维持电流小于方法步骤300和304中的充电电流。所述维持电流用 于实现目标电压VUP并且将电容器保持在该电压上。利用这样高的频 率来使升压转换器运行，并且通过输出端电容器来进行滤波，以使充电 电流源表现为直流电。

图4示出包含本发明的控制器部件的详细方框图。可以具有26V 数值的蓄电池电压UB在电流方向上连接到二极管D1上，所述二极管 D1充当反极性保护装置。在二极管D1上连接有V型滤波器V-F，其通 过导线接地，这参考电容器V-F和C40。在二极管和电容器V-F上连接 有铁氧体FA，所述铁氧体连接到输入端电容器C40(该电容器C40接 地)、升压转换器AW的电感L1以及升压转换器AW在其电子机构方 面的输入端。升压转换器AW连同降压转换器DC1和DC2以及线性调 节器LR和充电电流源都集成在共同的系统专用集成电路上，所述专用 集成电路也可以还包含其它部件。所述系统专用集成电路能够在唯一基 底或者多个基底上包含这些部件。

升压转换器AW具有N通道充电晶体管T1，所述N通道充电晶 体管通过漏极接头连接到电感L1上，并且通过其源极接头经由电阻R1 接地。此外，存在续流型P通道晶体管T2，所述P通道晶体管T2通过 其源极接头连接到所述电感和所述晶体管T1(漏极)上，并且通过其漏 极接头与升压转换器-调节器的输入端VUPr连接。代替同步地受控的晶 体管T2，也能够使用简单的超快速的续流二极管(肖特基二极管)。所 述续流二极管以阳极连接到电感和T1(漏极)上，而以阴极连接到VUPr 上。

在VUPr上连接有电容器C1和C2的并联电路。在所述并联电路 中量取电压VUP，所述电压处于22V与34V之间。所述电压例如由微 控制器μC来测量。充电电压VUP与充电电流源LSQ的输入端连接， 所述充电电流源具有电流阀门SV以及与电流方向反向地连接的二极管 D2的并联电路，以便能够实现从电容器CER的回流，所述电容器连接 在充电电流源LSQ的输出端上。用作电流阀门SV的是晶体管T5。二 极管D2一般是晶体管T5的组件。在此，电流在0至930毫安之间可以 通过SPI接口来编程。连接到充电电流源LSQ的输出端上的电容器CER 接地并且还连接到触发电路(未示出)上。但是，所述电压VUP不仅 被充电电流源LSQ获取，而且也由降压转换器DC1获取，所述降压转 换器将所述电压VUP转换成电压VAS，即7.2V。降压转换器DC1反向 地连接到升压转换器AW上，以便降低调整电压VUP上的交流分量。

所述电压VUP通过降压转换器DC1中的分流器R2与下游连接的 充电晶体管T3(P通道)在源极上相连接，并且通过其漏极连接到降压 转换器的电感L2上。另一同步的续流晶体管T4(N通道)通过源极接 头接地，并且通过漏极接头连接到电感L2上并与T3的漏极连接。代替 T4，也可以使用简单超快速的续流二极管(肖特基二极管)。所述续流 二极管阳极接地，并且阴极连接电感L2和晶体管T3的漏极。电感L2 连接在降压转换器DC1的调节输入端上，并且在这里形成调节电压 VAS_r。在这里，像升压转换器中的那样，所述调节输入端与L2的电流 输入一起连接到电容性负载上，即电容器C3和C4，它们形成降压转换 器的输出端。在C3/C4(+)与接地足点之间，可以量取降压转换后的电压 VAS。6.4V至7.2V的所述电压VAS在这里由降压转换器DC2获取， 所述降压转换器为此具有分流器R3、开关晶体管T7和T8，以及电感 L3。DC2与DC1类似地构造。由此形成输出电压VST，所述输出电压 VST处于1.2至3.3V之间，并且由控制器中的部件来获取。通过连接到 降压转换器DC1上的线性调节器LR，在分流器R4和调节晶体管T6之 后输出5V的电压。该电压可以给CAN总线或FLEXRAY总线供电。在 线性调节器LR的该输出端上也设置有带有电容器C41和C44的电容性 负载，出于冗余的原因所述电容器并联地连接。

降压转换器DC2也具有P通道充电晶体管T7和N通道续流晶体 管T8或者代替T8而具有续流二极管。所述电压VAS通过降压转换器 DC2中的分流器R3与下游连接的充电晶体管T7(P通道)在源极上相 连接，并且通过其漏极连接到降压转换器的电感L3上。另一同步的续 流晶体管T8(N通道)通过源极接头接地，并且通过其漏极接头连接到 电感L3上并与T7的漏极连接。代替T8，也可以使用简单超快速的续 流二极管(肖特基二极管)。所述续流二极管阳极接地，并且阴极连接 电感L3和晶体管T7的漏极。

降压转换器DC2的输出端通过电容器C43和C44的并联电路而 被施加电容性负载。因此，存在降压转换器DC1和DC2的串联电路， 所述降压转换器分别在输出端上功能性地与升压转换器AW相同地接 线，即电容性地接线。此外，通过如下方式驱动全部所述转换器，即， 使得所述转换器输出端上的交流分量降低。这导致较高的稳定性。

图5示出开关转换器AW、DC1和D2的晶体管的调制。图5尤 其示出带有部分相位重叠的反向运行。在此，上面的图指示出通过升压 转换器AW的晶体管T1和T2的脉宽调制进行的调制，并且然后显示出 晶体管接通和断开。在第一阶段，可以看到的是充电阶段，而在第二阶 段，可以看到的是续流阶段。在中间的图中，可以看到的是降压转换器 DC1的晶体管T3和T4的脉宽调制，所述图显示了充电和续流阶段的部 分重叠。在这里，正好颠倒过来的是首先可以看到续流阶段，然后才是 充电阶段。因此，在升压转换器AW的续流阶段中，也能够看到通过降 压转换器DC1的能量消耗。相应的还有两个降压转换器DC1与DC2的 关系，这通过中间的和下面的时序图可以看到。转换器的时钟在这里为 500ns。时钟包括充电和续流阶段。

在下面的两个电压时序图即图6和图7中，详细阐述了根据图4 的电路的工作原理。图6示出从接通蓄电池电压UB到测量蓄能器CER 的等效内阻的电压。图7示出从蓄能器CER的充电阶段开始直至通过蓄 能器CER达到调节电压的电压时序图。

图6示出接通电压供应的时间点T0。这是例如达到12V蓄电池电 压UB。开关转换器在600启动并且在其输出端上输出所述电压VUP。 上升相应于车辆的电源阻抗、V型滤波器V-F、电感L1和电容性负载 C1和C2。在这里所述上升非常快速。在T0之后大约30至70微秒的时 间点T1上，在形成至少两个稳定的专用集成电路内部参考电压和一个 限定的等待时间之后启动所述开关转换器AW，所述限定的等待时间通 过滤波器给出。检验所述参考电压的差异，也就是如果存在差别，则存 在误差。所述等待时间借助于计数器来测量。

现在，在时间点T2上开始运行降压转换器DC1，这用601来标 示。只要升压转换器的输出电压VUP大于预先给定的值VUP_low，就 发生上述情况。这能够由降压转换器DC1本身识别。

现在，在时间点T3上只要第一降压转换器DC1的输出电压超过 预先给定的阈值VAS_low，则也启动开关调节器DC2，这利用602来标 示，并且也启动线性调节器LR。在时间点T4上，通过实现稳定的电压 之后的续流来进行上电复位。Vint是内部电压，由所述内部电压形成参 考电压，并且所述内部电压例如由齐纳电压形成。VRef1是所谓的带隙 电压，所述带隙电压由晶体管发射极电压和用于温度补偿的附加分量一 起组成。所述带隙电压相应于硅的带间隙。第一降压转换器的输出电压 VAS处于一调节带中，并且线性调节器LR和第二降压转换器DC2的电 压也处于相应的调节带中，更确切地说是，在2至20毫秒的限定的充 电时间之后，所述充电时间通过计数器来确定。所述电压通过系统专用 集成电路本身来监测，所述系统专用集成电路包含所述转换器。在时间 点T5上，通过微控制器来实现对充电电流源LSQ的编程。通过例如210 毫安的基本电流水平来启动所述蓄能器充电。由此，蓄能器VER上的 电压线性上升。在时间点T6上，蓄能器VER上的电压达到例如11V的 VER_min值。基本电流水平自动地切换到例如90毫安的测量电流水平， 并且启动具有至少10bit的计数器。在时间点T7上，所述电压达到值 VER_min+0.5V。于是，计数器停止。计数器状态被保存为电容测量值 直至下一次上电复位，并且也将其切换到用于测试等效内阻的电流水平 上。所述电流水平为930毫安。

在T7+10μs的时间点T8上检验：蓄能器CER上的所述电压是否 小于等于VER_min+1V以及所述电压是否小于等于VER_min+1.5V。保 存决策标志位直至下一次上电复位，此后将其切换到经过编程的基本电 流水平上。

这也在图7中示出。所述基本电流水平引起时间点T5与T6之间 的第一次上升700，电容与等效内阻之间的测量在T6与T8之间实现。 第二充电阶段在T8与T9之间实现，其利用703来标示。在时间点T9 上，蓄能器CER上的电压达到值VER_low＝22.8V。所述电流水平自动 地被设置到经过编程的维持值上，例如60毫安。蓄能器上的电压现在 以降低的速度被带到所述电压的调节值VUP＝22.4V上。这利用上升704 来标示。

通过将蓄能器CER与升压转换器AW分开，在时间点T4上就已 经准备好了安全气囊电源系统。T4处于3至21ms之间，视等待时间的 确定而定。由此，可以实现像所谓的Eco模式那样的新的功能。所述系 统实施期望的功能例如诊断通信，而无需启动安全气囊应用并且无需通 过给蓄能器充电而准备好触发。这可以例如用于服务或者车辆导航。

通过对适合的基本电流水平(即充电电流)进行编程，一方面可 以在实现点火预备期间达到对最大控制器输入电流的要求(所述点火预 备期间是蓄能器的充电阶段)，另一方面可以在选择需要的蓄能器大小 之后实现期望的充电时间。

所述充电阶段中的电容测试不需要其他测量源充当已经存在的可 编程的充电电流源LSQ。通过使用两个比较器值VER_mind和 VER_min+0.5V，能够借助于集成的计数器来确定如下充电时间，所述 充电时间是完成0.5V的测量带所需要的时间。作为测量电流，统一使用 例如90毫安。因此，所述电容CER通过((90mA*测量时间T)/0.5V)在测 量时间为102.3ms的情况下确定，这得出18.4mF。

所谓的ESR测试是对蓄能器的等效内阻的测试，在该充电阶段中， 所述ESR测试同样不需要其他测量源充当已经存在的可编程的充电电 流源LSQ。通过使用两个其他的比较器值，即VER_min+1V和 VER_min+1.5V，能够确定蓄能器的内阻是否足够小。在测量电流从90 毫安变化到930毫安的时候，在加载测量电流10μs之后询问比较器阈 值VER_min+1V。所述μs是可以选择的，并且在这里通过如下方式来 选择，以平衡衰减的电感效应而不用进行明显的电容性后续充电。如果 超过了所述比较器阈值，那么内阻的值大于0.6Ω。同样，在加载测量 电流10μs之后询问比较器阈值VER_min+1.5V。如果超过了所述比较 器阈值，那么内阻的值大于1.2Ω。就这样像点亮的灯那样显示过高的 值和警报。

通过反向运行的特征，相应于图4，串联的转换器使得在升压转 换器AW的阻断阶段中将所连接的降压转换器DC1至少在时间上引入 能量提取。这种措施降低了升压转换器AW的输出端上的交流分量。在 降压转换器DC1和DC2的连接方面能够采用相同的方法。通过电感式 地分离的转换器输出端电容的特征通过相应供电线路(Leitungsstücke)， 可以导出对电流变化的稳定的转换器-调节器信息。

通过给蓄能器充电之后的另一比较器阈值的特征，其中所述比较 器阈值用VUP_low+0.33V来标示，可以实施对蓄能器的周期性的电容 测量。在微控制器的读取过程之后根据周期性电容测量的结果寄存器来 启动所述测量。所述结果寄存器同样布置在系统专用集成电路上。通过 所述过程，切断充电电流源LSQ。通过存在于所述电压VER上的负载， 像分压器、安全开关等等，来降低所述电压。如果所述电压VER达到 了值VER_low，那么利用测量电流例如60毫安再次给蓄能器充电，直 至达到VUP+0.33V。通过选择减小的测量行程和与其相应地协调一致的 测量电流，使得分辨率精确地保持在初始电容测量的值上。如果达到了 所述值VER(即蓄能器上的电压达到值VER_low+0.33V)，那么附加 地将测量值存储器中的电压标志位设定为良好，所述测量值存储器也布 置在系统专用集成电路上。电源电压监测通过多路复用器、系统专用集 成电路的模数转换器得出电压VUP、VER、VAS、VST50、VST，从而 这些值可以串行地由微控制器通过SPI接口读取。

现在也可以设置，在测量电容和测量蓄能器等效内阻的时候避免 测量误差。应该在蓄电池电压扰动的情况下避免测量误差。为此，现在 提供有如下两种可供选择的方法：

a)利用比较器来监视输入端电压UB，如果所述输入端电压在进 行测量期间至少一次地下降到阈值之下，则在测量存储器中将每个正在 运行的测量标记为不可执行。

b)充电电流源LSQ的电流调节器在测量应用中产生调节状态。 仅仅当所述调节状态除了起振时间达到与测量时间本身相同的调节时 间的时候，所述进行中的测量才不受干扰地进行，并因此被视为是有利 的，否则的话，测量存储器中的测量值包含不可执行标识。同样，为了 获取所述调节状态，能够使用时钟频率为5kHz的十比特计数器，也可 以设想更小的分辨率。