基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估计方法

摘要

本发明公开了一种基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估计方法，首先将传送信号利用变码率译码器得到反馈结果，再调制得到不含噪声的接收信号，并找出接收信号在星座图上的相对位置，将其分为若干个圆环，然后通过解旋转获得各个圆环接收信号，计算出各个圆环接收信号的幅度均值，并根据幅度均值计算出有用信号总功率和传送信号总功率，从而计算出信噪比的估计值。本发明采用迭代估计的思想，利用迭代译码输出信息比特进行逆调制和星座图分割，然后采用数据辅助算法完成信噪比的估计，从而解决星座图分割错误较大问题，提高信噪比估计精度，同时避免最大似然估计法带来的实现性和复杂性问题，具有良好的应用前景。

说明书

技术领域

本发明涉及卫星通信技术领域，具体涉及一种用于提高卫星通信 的传输速率和频谱利用率的基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信 噪比估计方法。

背景技术

随着高速数据业务需求的增加，卫星通信的发展趋势也将采用自 适应编码调制技术，自适应编码调制技术（ACM）是通过改变编码码 率和调制的阶数，使系统在功率恒定时提高传输速率，但自适应调制 技术需要要求较高精度的信噪比估计算法，且估计的精度对调制编码 方式的选择影响重大，如图1所示的自适应编码调制技术的整体框图， 由变码率译码器的译码结果输入编码调制方案选择器后，通过反馈信 道，控制发送端的编码器及调制器。目前，比较可行的编码方案有 Turbo码、LDPC码等，调制方式有M-PSK、M-QAM和M-APSK调制等， 在设计适合卫星信道的调制星座时，要求频谱利用率高，尽量减少信 号幅度的起伏，APSK(幅相键控)调制能使星座形状呈圆形、圆周个数 少的调制方式，成为极具潜力的调制方式，APSK调制对信号的幅度 和相位同时产生影响，用多个同心圆环上的不同相位的点表示信息比 特。显然，相同进制数的APSK调制的信号可以由不同的圆环和相位 组合方式获得，较好星座排布方式能够使系统在相同的发射功率下获 得更低的误码率，如图2所示，为经优化为16APSK调制星座图，APSK 调制的可分为内外若干个同心圆环，因此，现有技术中大容量的卫星 系统多采用基于APSK调制方式的自适应编码调制技术方案，但是其 的关键技术之一是信噪比精确估计，针对APSK调制信号信噪比估计 的解决方案不多，均存在各自的缺点，具体如下：

1）基于数据辅助方法(Data-Aided,DA)，在DVB-S2标准中采用 在有效载荷之前插入导频信号辅助信噪比估计和信道增益估计，具有 较强的实用性、估计性能好，但是插入的导频信号，不但增加了系统 开销，还降低了传输效率；

2）非数据辅助方法(Non-Data-Aided,NDA)，如最大似然算法和 矩方法(Memont ethod,MM)，最大似然算法低信噪比下性能较差，矩 方法高信噪比下性能较差；

3）适合多进制振幅移相键控信号信噪比估计的迭代算法，文中 定义为MLA算法(当先验信息为零时定义为ML算法)，在给定先验信 息的条件下，由经过平坦衰落的多进制振幅移相键控信号的概率分布 出发，根据迭代最大期望(Expectation Maximum,EM)准则，由信号最 大似然函数的对数期望求导得到信噪比参数和数据的关系，引入数据 可信度更新信噪比参数，从而推导出迭代信噪比估计算法，在高信噪 比下性能优于矩方法，该方法利用译码得到的发送信息比特的先验信 息来辅助实现最大似然信噪比估计，但该算法复杂度很大，且由于基 于先验信息的信噪比估计与先验信息可信度密切相关，对同样的调制 星座图，不同的星座标识和译码器会影响到估计性能，算法实现与接 收机其它模块密切相关，需要预先对验信息建模，实用性较差；

4）基于判决反馈的集分分割信噪比估计算法，即利用判决输出 比特将接收信号星座图进行分割成若干个独立的PSK星座图，再通过 M2M4矩方法实现信噪比估计，能够解决M2M4算法对非恒包络调制信 号的信噪比估计问题，但由于基于解调硬判决输出的结果在信噪比较 低时误码较大，导致星座图分割错误较大，严重影响低信噪下的估计 精度。

发明内容

本发明的目的为了克服现有技术中的现有技术中针对APSK调制 信号信噪比估计的解决方法，系统开销大，传输效率低或、实用较差、 信噪的估计精度较差等问题。本发明采用迭代估计的思想，利用迭代 译码输出信息比特进行逆调制和星座图分割，然后采用数据辅助算法 完成信噪比的估计，从而解决星座图分割错误较大问题，提高信噪比 估计精度，同时避免最大似然估计法带来的实现性和复杂性问题，具 有良好的应用前景。

为了解决上述技术问题，本发明的解决方案是：

一种基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估计方法，其 特征在于：包括以下步骤，

步骤（1）将传送信号r(n)利用变码率译码器迭代译码得到反馈 结果b(n)，将反馈结果b(n)根据调制阶数再调制得到接收信号c(k)， 并找出接收信号c(k)在星座图上的相对位置，将其分为m个圆环；

步骤（2）根据步骤（1）的m个圆环的半径构成恒包络的PSK 信号，计算得到各接收信号c(k)的调制相位及所处的圆环l，将相 同圆环上的接收信号分别作为一个符号集合，且接收信号分为m个 符号集合，统计得到第l个集合的接收信号样本数目为N(l)，满足 N为接收信号的总样本数；

步骤（3）计算出各圆环幅度的均值A_l

利用步骤（2）的各接收信号c(k)的调制相位分别对各接收 信号进行解旋转，分别计算出各圆环上幅度的均值A_l；

步骤（4）计算接受信号c(k)的有用信号总功率PI

有用信号总功率PI为m个圆环上的N(l)个接收信号功率的总和， 根据公式（1）得到，

$\mathrm{PI}=\underset{l=1}{\overset{m}{\Sigma }}N\left(l\right)·{\hat{A}}_l^2---\left(1\right)$

其中m为圆环的总个数，A_l为对应圆环幅度的均值，l＝1,2，...m；

步骤（5）计算含噪声传送信号的总功率PT

根据公式（2）得到含噪声传送信号的总功率PT，

$\mathrm{PT}=\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|r_k\right|}^2---\left(2\right)$

其中，N为接收信号的总样本数，|r_k|²传送信号r(n)的为第k个 传送信号的功率；

步骤（6）根据步骤（4）得到的接受信号c(k)的有用信号的总功 率PI和步骤（5）得到的含噪声传送信号的总功率PT，代入信噪比 公式（3），

$\mathrm{SNR}=10\log \frac{\mathrm{PI}}{\mathrm{PT}-\mathrm{PI}}---\left(3\right)$

即得到信噪比估计值SNR，

$\mathrm{SNR}=10\log \frac{\underset{l=1}{\overset{m}{\Sigma }}N\left(l\right)·{\hat{A}}_l^2}{\underset{l=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|r_l\right|}^2-\underset{l=1}{\overset{m}{\Sigma }}N\left(l\right)·{\hat{A}}_l^2}---\left(4\right)$

前述的基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估计方法， 其特征在于：步骤（1）所述传送信号r(n)为发送信号和噪声的叠加， 所述各接收接收信号c(k)为调制后的信号，不包含噪声，其中n的范 围为1到N，N为接收信号的总样本数；

前述的基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估计方法， 其特征在于：所述变码率译码器采用Turbo码译码。

前述的基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估计方法， 其特征在于：所述步骤（3）计算各圆环幅度的均值A_l的步骤如下，

1）分别各圆环上的接收信号c(k)进行解旋转，计算旋转后各接 收信号c(k)的幅值；

2）各圆环幅度的均值A_l为各接收信号c(k)的幅值的平均值，根 据公式（5）得到，

(5)

其中，r_k为传送信号r(n)中处在第l个圆环上的传送信号，各接 收信号c(k)的调制相位为传送信号的噪声相位。

本发明的有益效果是：本发明的基于迭代译码和判决反馈的 M-APSK信噪比估计方法，首先将传送信号利用变码率译码器得到反 馈结果，再调制得到不含噪声的接收信号，并接收信号在星座图上的 找出相对位置，将其分为若干个圆环，然后通过解旋转获得各个圆环 接收信号，计算出各个圆环接收信号的幅度均值，并根据幅度均值计 算出有用信号总功率和传送信号总功率，从而计算出信噪比的估计值。 本发明采用迭代估计的思想，利用迭代译码输出信息比特进行逆调制 和星座图分割，然后采用数据辅助算法完成信噪比的估计，从而解决 星座图分割错误较大问题，提高信噪比估计精度，同时避免最大似然 估计法带来的实现性和复杂性问题，具有良好的应用前景。

附图说明

图1是自适应编码调制系统的系统框图。

图2是加噪的16-APSK调制后分割的星座图。

图3是本发明的基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估 计方法的实施图。

图4是本发明的1/2Turbo码率下的APSK调制的性能的仿真图。

图5是本发明的不同进制调制下与DA方式的性能拟合情况的 仿真图。

图6是本发明的不同进制调制下的信噪比估计的误差性能的仿 真图。

图7是本发明的不同进制调制下的信噪比估计值的标准差的仿 真图。

图8是本发明的不同进制调制下的发送一帧数据的信噪比估计 性能的仿真图。

具体实施方式

下面将结合说明书附图，对本发明作进一步的说明。

本发明的基于迭代译码和判决反馈的M-APSK信噪比估计方法， 首先将传送信号利用变码率译码器得到反馈结果，再调制得到不含噪 声的接收信号，并接收信号在星座图上的找出相对位置，将其分为若 干个圆环，然后通过解旋转获得各个圆环接收信号，计算出各个圆环 接收信号的幅度均值，并根据幅度均值计算出有用信号总功率和传送 信号总功率，从而计算出信噪比的估计值，采用迭代估计的思想，利 用迭代译码输出信息比特进行逆调制和星座图分割，然后采用数据辅 助算法完成信噪比的估计，从而解决星座图分割错误较大问题，提高 信噪比估计精度，同时避免最大似然估计法带来的实现性和复杂性问 题，如图3所示，其具体实现步骤以下步骤：

第一步，将传送信号r(n)利用变码率译码器迭代译码得到反馈结 果b(n)，将反馈结果b(n)再根据调制阶数M调制得到接收信号c(k)， 并找出接收信号c(k)在星座图上的相对位置，将其分m个圆环，m为 圆环的数量，其中传送信号r(n)为发送信号和噪声的叠加，各接收接 收信号c(k)为调制后的信号，不包含噪声，变码率译码器采用Turbo 码译码，这里n的范围为1到N，N为接收信号的总样本数；

第二步，根据第一步的m个圆环半径构成的恒包络的PSK信号， 计算得到各接收信号c(k)的调制相位及所处的圆环l，将相同圆环 上的接收信号分别作为一个集合，所有接收信号分为m个符号集合， 统计得到第l个集合的接收信号数目为N(l)，满足N为接 收信号的总样本数；

第三步，计算出各圆环幅度的均值A_l

1)分别各圆环上的接收信号c(k)进行解旋转，计算旋转后各接 收信号c(k)的幅值；

2)各圆环幅度的均值A_l为各接收信号c(k)的幅值的平均值，根 据公式(5)得到，

(5)

其中，r_k为传送信号r(n)中处在第l个圆环上的传送信号，各接 收信号c(k)的调制相位为传送信号的噪声相位。

第四步，计算接受信号c(k)的有用信号的总功率PI

根据第三步得到的各圆环幅度的均值A_l，计算有用信号的总功率 PI为m个圆环上的N(l)个接收信号功率的总和，根据公式(1)得到，

$\mathrm{PI}=\underset{l=1}{\overset{m}{\Sigma }}N\left(l\right)·{\hat{A}}_l^2---\left(1\right)$

其中m为圆环的总个数，A_l为对应圆环幅度的均值，l＝1，2，...m；

第五步，计算含噪声传送信号的总功率PT

根据公式(2)得到含噪声传送信号的总功率PT，

$\mathrm{PT}=\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|r_k\right|}^2---\left(2\right)$

其中，N为传送信号r(n)的信号样本数量，|r_k|²传送信号r(n)的为 第k个传送信号的功率；

第六步，根据第四步得到的接受信号c(k)的有用信号总功率PI 和第五步得到的传送信号总功率PT，代入信噪比估计公式(3)，

$\mathrm{SNR}=10\log \frac{\mathrm{PI}}{\mathrm{PT}-\mathrm{PI}}---\left(3\right)$

即得到信噪比估计值SNR，

$\mathrm{SNR}=10\log \frac{\underset{l=1}{\overset{m}{\Sigma }}N\left(l\right)·{\hat{A}}_l^2}{\underset{l=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|r_l\right|}^2-\underset{l=1}{\overset{m}{\Sigma }}N\left(l\right)·{\hat{A}}_l^2}---\left(4\right)$

根据公式（4），即可计算出信噪比估计值SNR。

下面结合推理方式的推导出本发明的基于迭代译码和判决反馈 的M-APSK信噪比估计方法的优点，利用计算机仿真的方法给出其估 计性能，

仿真采用M进制自适应APSK调制，结合1/2码率的Turbo码， 每帧帧长为1200bits，迭代4次后输出，并将这些比特反馈回信噪 比的估计器，一个APSK调制阶数可以由多种不同的圆环和相位的组 合实现，采用经优化后的组合方式，具体为：8APSK：4+4；16APSK： 4+12；32APSK：4+12+16；64APSK：4+12+20+28；

M-APSK调制结合1/2码率迭代4次Turbo码的误码率性能曲线， 如图4所示，若系统要求传输的译码器输出误比特率小于某一预定值， 如10-6，根据图中误码曲线就可以确定各阶调制方式的门限比特信噪 比，在这些门限值附近的信噪比估计值，将影响不同调制进制数之间 的切换，进一步影响系统的传输速率。

卫星通信系统为可靠传输，一般要求误比特率小于10^-3，随着信 噪比变化，系统在各种进制APSK信号之间切换，如图5所示，给出 了不同进制APSK进制数调制的信噪比与DA方式的性能拟合情况，如 图6所示，给出了各调制进制方式下的信噪比估计的误差性能，从图 5、6中可以看出，当达到各种调制阶数的切换门限后，AMC系统采用 各种进制APSK调制，此时信噪比估计值SNR的估计误差均小于0.2dB。 受计算误差的影响和限制，图中曲线出现一定程度的抖动，且各误差 曲线有交叉，最终误差值小于0.1dB。

如图7所示，给出了算法估计的信噪比偏离均值的程度，即估计 误差的标准差曲线，信噪比较小时，误码得不到纠正，信噪比估计值 SNR估计与真实值较大误差，但误差值变化不大(即标准差较小)，随 着信噪比的增大，误码将可能够得到纠正，且能被纠正的概率不增加， 在变码率译码器输出误码率为10-3时，信噪比估计值受误码比特能 否被纠正的影响，波动较大，这是图7中的峰值（即估计值偏离期望 值较大）产生的主要原因。

如图8所示，给出了各调制进制数下发送一帧数据的信噪比估计 性能，可以看出在AMC系统切换到各调制方式后，各调制下的瞬时估 计误差小于0.4dB。因此，估计方案可以用于突发帧传输的SNR估计， 图8中的虚线为各调制切换点的信噪比门限值，此时的信道误码率大 于10^-1。

综上所述，本发明提出了的基于迭代译码和判决反馈的M-APSK 信噪比估计方法，当信噪比大于1.5dB后，在各进制的APSK调制的 工作模式下切换，在低信噪比条件下，各工作模式所对应的估计误差 均小于0.2dB，能够大大提高信噪比估计精度，同时避免最大似然估 计法带来的实现性和复杂性问题，具有良好的应用前景。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业 的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和 说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围 的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要 求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及 其等效物界定。