一种具有高阶谐波抑制能力的混频器及其抑制方法

摘要

本发明涉及一种具有高阶谐波抑制能力的混频器及其抑制方法，属于微波技术领域。包括功分网络、本振谐波抑制网络、场效应管和3dB耦合桥，本振谐波抑制网络和场效应管均为两个；本振信号首先经过功分网络，然后馈入场效应管；射频信号经过3dB耦合桥，然后馈入场效应管；射频信号和本振信号在场效应管进行混频，本振谐波抑制网络对场效应管非线性效应产生的本振谐波信号进行抑制；获得的信号经过3dB耦合桥进行功率合成，最后输出中频信号。本发明能大幅提升LO谐波抑制能力；提升LO谐波抑制能力的同时，不影响混频器混频性能，特别适合LO谐波落入IF带内的情况。

说明书

技术领域

本发明涉及一种具有高阶谐波抑制能力的混频器及其抑制方法，属于微波 技术领域。

背景技术

混频器是一种常用的微波器件，发展出了多种类型。从电路拓扑上讲，包 括单终端、单平衡、双平衡等形式；使用的混频器件包括二极管、FET(场效 应管)等；从有源无源上分，包括无源混频器和有源混频器，从工艺上分，有 基于MIC或LTCC技术实现的混频器、基于MMIC工艺实现的芯片混频器等。 但一般形式的混频器在LO(本振)谐波抑制上具有一定的缺陷，较难获得大幅 度高次谐波的抑制特性。

图1为单平衡式混频器设计结果。LO信号输入为1.75GHz，功率电平为 7dBm；7LO信号为12GHz，功率电平为-43.8dBm。

其主要缺点和不足为：

对混频器高次谐波没有足够的抑制能力，在特定场合下造成单机设计复杂。 例如，当LO谐波落入IF(中频)带内时，无法提供更好的LO谐波抑制。通 常对LO某次谐波进行抑制时，需要应用开路枝节或抑制网络(如滤波器)实 现。对当本振谐波落入中频带内时，应用开路枝节或抑制网络则无法实现对本 振谐波的单独抑制，而不影响中频带内幅频特性。如何提升混频器自身谐波抑 制能力，并不恶化变频损耗性能，是混频器设计中一大难题。

而国际电联规定通信卫星Ku频段RF频谱资源为14.00-14.5GHz，IF频段 为12.25-12.75GHz；扩展的通信卫星Ku频段RF频谱资源集中在13.7-14.3GHz， IF频段为11.4-12GHz。两个频段其LO高次谐波均落入IF频带(分别为7LO 和5LO)。为了达到对LO谐波足够的抑制，从而保证小的带内杂波，接收机的 设计较为复杂。国际上一般采用两次变频实现，整机链复杂，功耗大，失效率 高。提升混频器自身LO谐波抑制能力，决定着Ku频段接收机能否通过一次变 频实现，极大简化整机链路，提升可靠性。

发明内容

本发明的目的是为了一种具有高阶谐波抑制能力的混频器及其抑制方法， 该混频器能够对落入中频带内的本振谐波进行抑制，而不影响中频信号特性。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

本发明的一种具有高阶谐波抑制能力的混频器，包括功分网络、本振谐波 抑制网络、场效应管和3dB耦合桥，本振谐波抑制网络和场效应管均为两个；

本振信号首先经过功分网络，然后馈入场效应管；射频信号经过3dB耦合 桥，然后馈入场效应管；射频信号和本振信号在场效应管进行混频，本振谐波 抑制网络对场效应管非线性特性产生的本振谐波信号进行抑制；获得的信号经 过3dB耦合桥进行功率合成，最后输出中频信号。

本发明的一种混频器对高阶谐波进行抑制的方法，该方法的步骤包括：

1)本振(LO)信号首先经过功分网络，然后馈入场效应管；

2)射频(RF)信号经过3dB耦合桥，等分为相差90度的两路，然后馈入 场效应管；

3)射频信号和本振信号在场效应管进行混频，本振谐波抑制网络对场效应 管产生的本振谐波信号进行抑制；获得等功率90度相差的两路中频(IF)信号， 所获得的中频信号为射频信号减本振信号；

4)所获得的两路中频信号经过3dB耦合桥进行功率合成，并通过混频器 的中频信号输出口输出。

本振谐波抑制网络并未添加在混频器之后进行谐波抑制，而是在场效应管 与功分网络之间，对本振信号高阶谐波进行抑制。

通过仿真及实测证明，其即能获取较高的本振谐波抑制能力，又不影响混 频器混频性能，不影响中频信号。

本振谐波抑制网络的要求如下：

通过LO谐波抑制网络，对LO谐波进行抑制，获取较高的LO谐波抑制特 性；

LO谐波抑制网络处于混频器件与LO信号功分器之间，不影响IF输出；

通过调整LO谐波抑制网络，实现对LO谐波的大幅抑制，但不应影响混 频器其它性能(如与混频器件的阻抗匹配)。

本发明与现有技术相比的优点在于：

能大幅提升LO谐波抑制能力；

提升LO谐波抑制能力的同时，不影响混频器混频性能，特别适合LO谐 波落入IF带内的情况。

本发明实现混频器对落入IF带内的LO谐波大幅抑制，通过一次变频实现 Ku频段接收机，极大简化整机链路，提升可靠性。

同时，本发明不受限于工作频率和LO信号谐波次数的影响，是一种普适 性的设计思路，对于除Ku频段以外其它频段以及7次LO谐波以外其它谐波都 能提供较好的抑制。

附图说明

图1是单平衡式混频器中频输出信号频谱特性；

图2为本发明的混频器的示意图；

图3是本发明的混频器变频损耗特性；

图4是本发明的中频输出信号频谱特性。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

实施例

一种具有高阶谐波抑制能力的混频器，包括功分网络、本振谐波抑制网络、 场效应管和3dB耦合桥，本振谐波抑制网络和场效应管均为两个；如图2所示；

本振信号首先经过功分网络，然后馈入场效应管；射频信号经过3dB耦合 桥，然后馈入场效应管；射频信号和本振信号在场效应管进行混频，本振谐波 抑制网络对场效应管产生的LO谐波信号进行抑制；获得中频信号，中频信号 经过3dB耦合桥进行功率合成，最后输出中频信号。

一种混频器对高阶谐波进行抑制的方法，该方法的步骤包括：

1)频率为1.75GHz的本振(LO)信号经过功分网络，馈入场效应管(FET)；

2)频率为14GHz～14.5GHz的射频(RF)信号经过3dB耦合桥，等分为 相差90度的两路，然后馈入场效应管；

3)射频信号和本振信号在场效应管进行混频，本振谐波抑制网络对场效应 管产生的LO谐波信号进行抑制；获得等功率90度相差的两路中频(IF)信号， 所获得的每路中频信号为射频信号减本振信号，频率为12.25GHz～12.75GHz；

4)所获得的两路中频信号经过3dB耦合桥进行功率合成，并通过混频器 的中频信号的输出口输出。

在场效应管与功分网络之间增加本振谐波抑制网络，进行本振信号高阶谐 波的抑制。

上述的本振谐波抑制网络由高阻线和扇形开路线组成，确保本振信号无反 射通过，而对7次LO信号进行抑制。其不会影响到混频器的变频特性，特别 是在7次LO点的变频特性，也不会影响LO信号馈入到场效应管。

在频谱仪和标网上进行测试，结果如下：

变频损耗：11dB；带内波动：≤1.0dB(600MHz带宽)；7LO∶-75dBm。

混频器的变频损耗特性如图3所示，混频器变频特性没有改变；

混频器输出信号频谱如图4所示，混频器对LO信号(1.75GHz输入，功率 电平7dBm)提供了大幅度抑制，7次LO谐波输出电平为-61.5dBm，较未应用 本发明的方法设计的混频器，7次LO谐波抑制增加17.7dB，极大的改善了混 频器谐波抑制能力。

本节提供一个Ku频段混频器设计实例。

功能指标和接口关系如下：

RF：14～14.5GHz；

IF：12.25～12.75GHz；

LO：1.75GHz；

变频损耗：≤13dB；

带内增益平坦度：≤1dB；

本振输入功率：7-9dBm；

7次LO谐波≤-75dBm。

因频率分配的关系，使七次本振落在了边带(12.25GHz)，不能用普通滤波 的方法抑制，只能靠混频器自身抑制。

按照上述的方法，通过在7次LO谐波抑制网络上进行设计和调试，对7次 LO谐波进行抑制，从而获得高的7次LO谐波抑制度。其不会影响到混频器的 变频特性，特别是在7次LO点的变频特性，也不会影响LO信号馈入到FET 管。

变损：11dB；带内波动：≤1.0dB(600MHz带宽)；7次LO谐波：-75dBm。

其7次LO谐波抑制特性远远优于市场上MMIC芯片(约为-35dBm，不同 芯片抑制特性有所不同)，确保Ku频段接收机可通过一次变频实现，极大的简 化了整机复杂度。国际上Ku频段接收机的生产厂商主要有NTS和TAS，其中 NTS使用MMIC混频芯片实现，应用两次变频来确保对7次LO谐波的抑制， 整机链路复杂；TAS应用MMIC混频芯片实现，一次变频，其整机7次LO谐 波抑制(-22dBm)较应用本发明的接收机有较大差距。

表1  Ku频段接收机7LO抑制比较

  序号   项目   NTS Ku频段接收机  TAS Ku频段接收机   应用本发明的Ku频段接收机   1  输入频率(GHz)   14～14.5GHz   14～14.5GHz   14～14.5GHz   2  输出频率(GHz)   12.25～12.75GHz   12.25～12.75GHz   12.25～12.75GHz   3   带宽(MHz)   500   500   500   4   7次谐波   (二次变频)   -22dBm   ＜-40dBm