正交频分复用系统公共相差补偿方法及装置

摘要

本发明涉及一种正交频分复用系统公共相差补偿方法及装置，所述方法包括：提取快速傅里叶变换FFT输出数据中的连续导频的载波位置序号集Γ；根据所述载波位置序号集Γ中的位置序号，将当前OFDM符号中所述位置序号的载波，与前一OFDM符号中相同所述位置序号的载波的共扼相乘得到导频差分值；利用所述导频差分值计算得到公共相差增量；当前OFDM符号之前所有的公共相差增量之和为当前OFDM符号与基准OFDM符号之间的公共相差；利用所述公共相差对所述当前OFDM符号进行公共相差补偿。本发明通过将每个OFDM符号的公共相差都补偿到一个基准值，能够降低公共相差对系统的影响，提高OFDM系统接收的性能。

说明书

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种正交频分复用系统公共相差补 偿方法及装置。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM) 是一种多载波并行传输技术，具有对抗多径衰落、窄带干扰的能力以及较高 的频率利用率，广泛应用于无线数字通信领域。OFDM的基本思想是：在频域 内将给定的信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行 调制，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上 进行传输，所有子载波之间具有正交性，并且各子载波并行传输。

正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道 之间的载波间干扰(Inter Carrier Interference，ICI)。每个子信道上的信 号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从 而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一 小部分，信道均衡变得相对容易。

然而，OFDM系统对各个子载波之间的正交性要求格外严格，任何一点小 的载波频偏都会破坏子载波之间的正交性，引起ICI。同样地，OFDM系统对 相位噪声非常敏感，由于相位噪声可能引入低频相位变化，这些变化的结果 可能对于在频域中的所有副载波是恒定的相位旋转，这个现象被称为公共相 位误差(Common Phase Error，CPE)，CPE会导致码元星座点的旋转、扩散， 从而形成ICI。如果在接收端不进行处理，将会影响系统接收的性能。

现有的相位补偿方法主要是在不考虑采样误差、载波频偏、开窗偏差等 因素的情况下，利用多载波系统输入与输出的关系式通过提取连续导频位置将其与调制端对应的相除获取相应的信道 估计值对连续多个求均值得到实际的信道取共轭与相乘，即由于已知，可以得到的值，对进行相位补偿。然而，通过这种方 式进行相位补偿时，由于与实际信道并不一致，因而会引入误差，而且 如果有残留的载波偏差或采样偏差，估计值的偏差会更大，影响系统性能。

发明内容

本发明的目的是提供一种正交频分复用系统公共相差补偿方法及装置， 可以将每个OFDM符号的公共相差都补偿到一个基准值，减低公共相差对系统 的影响，提高OFDM系统接收的性能。

为实现上述目的，本发明提供了一种正交频分复用系统公共相差补偿方 法，所述方法包括：

提取快速傅里叶变换FFT输出数据中的连续导频的载波位置序号集Γ；

根据所述载波位置序号集Γ中的位置序号，将当前正交频分复用OFDM符 号中所述位置序号的载波，与前一OFDM符号中相同所述位置序号的载波的共 扼相乘得到导频差分值；

根据所述导频差分值得到所述当前OFDM符号和前一OFDM符号之间的公 共相差增量；

当前OFDM符号之前所有的公共相差增量之和为当前OFDM符号与基准 OFDM符号之间的公共相差；

利用所述公共相差对所述当前OFDM符号进行公共相差补偿。

另一方面，本发明还提供了一种正交频分复用系统公共相差补偿装置， 所述装置包括：

序号提取单元，用于提取快速傅里叶变换FFT输出数据中的连续导频的 载波位置序号集Γ；

导频差分单元，用于根据所述序号提取单元得到的载波位置序号集Γ中的 位置序号，将当前正交频分复用OFDM符号中所述位置序号的载波，与前一OFDM 符号中相同所述位置序号的载波的共扼相乘得到导频差分值；

增量计算单元，用于根据所述导频差分值得到所述当前OFDM符号和前一 OFDM符号之间的公共相差增量；

公共相差计算单元，用于利用所述增量计算单元计算得到的当前OFDM符 号之前所有的公共相差增量之和，作为当前OFDM符号与基准OFDM符号之间 的公共相差；

补偿单元，用于利用所述公共相差计算单元计算得到的所述公共相差， 对所述当前OFDM符号进行公共相差补偿。

本发明提供的正交频分复用系统公共相差补偿方法和装置，利用连续导 频相同位置序号的导频差分值计算得到公共相差增量，并累加得到当前符号 与基准符号之间的公共相差，确定系统需要补偿的公共相差，从而能够将每 个OFDM符号的公共相差都补偿到一个基准值，以降低公共相差对系统的影响， 提高OFDM系统接收的性能。

附图说明

图1为多载波系统典型的系统模型图；

图2为伪随机二进制序列数值示意图；

图3为本发明实施例一提供的正交频分复用系统公共相差补偿方法流程 图；

图4为DVB-T 2K模式下OFDM频谱数据分布示意图；

图5为本发明实施例二提供的正交频分复用系统公共相差补偿装置示意 图。

具体实施方式

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

图1是多载波系统典型的系统模型图，如图1所示，对于发送端的第i个 正交频分复用(OFDM)符号的第k个样值X_i，k，经过快速傅里叶逆变换(IFFT) 变换后，加入保护间隔、由信道进行采样和再次加入保护间隔后，进行快速 傅里叶变换(FFT)变换后输出对应的第i个OFDM符号的第k个样值Y_i，k。在 信道中会产生采样时钟偏差、载波偏差、相位噪声等各种传输误差。

如果考虑到各种传输误差，该OFDM系统输出Y_i，k的表达式为：

$Y_{i,k}=X_{i,k}{H}_{i,k}{e}^{j\frac{2\pi }{N}k[n_{\mathrm{out}}(1+\zeta )+\zeta (i{N}_{\mathrm{OFDM}}+N_g)]}.$

$e^{j\frac{2\pi }{N}ϵ({\mathrm{iN}}_{\mathrm{OFDM}}+N_g)}·e^{j\frac{2\pi }{N}ϵ(1+\zeta )n_{\mathrm{out}}}·e^{j\frac{\pi }{N}(N-1-n_{\mathrm{out}})[\mathrm{k\zeta }+(1+\zeta )ϵ]}·e^{j{\bar{\Phi }}_i}---\left(1\right)$

$·\frac{\sin \left[\frac{\pi }{N}(N-n_{\mathrm{out}})(\mathrm{k\zeta }+ϵ(1+\zeta ))\right]}{N\sin \frac{\pi (\mathrm{k\zeta }+ϵ(1+\zeta ))}{N}}+N_{i,k;\mathrm{ICI}}+N_{i,k;\mathrm{noise}}$

其中，Y_i，k为FFT变换之后的第i个OFDM符号的第k个样值；

X_i，k为发送端IFFT之前第i个OFDM符号的第k个样值；

H_i，k为第i个OFDM符号的第k个数据发送端与接收端之间的传输系数；

n_out为开窗偏差；

ζ为归一化采样误差，可表示为T_TX为发送时间，T_RX为 接收时间；

ε为归一化载波频偏，实际载波之间的偏差为f_Δ·ε；

为第i个OFDM符号的相位噪声的平均值，表示为为 第i个OFDM符号第n个的相位噪声；

N为IFFT长度；

N_g为每个OFDM符号保护间隔长度；

N_OFDM为每个OFDM符号长度；

N_i，k；ICI为子信道相互干扰；

N_{i，k；noise}为噪声。

根据上述表达式1可知，相位噪声对系统产生的影响主要包括：a、接收 星座图整体会有一个公共相差，即b、子信道间会引入载波间干扰ICI。 本发明则是通过对系统公共相差进行补偿，以减少相位噪声对系统的影响。

如果不考虑各种传输误差和频偏误差，即其他干扰均为0(ε＝0ζ＝0 n_out＝0)，表达式1可简化为：

$Y_{i,k}=X_{i,k}{H}_{i,k}{e}^{j{\Phi }_i}---\left(2\right)$

本发明以采用正交频分复用(OFDM)技术的数字视频广播-地面DVB-T系 统进行说明，当然也适用于其他采用OFDM技术的系统，如数字视频广播-手 持DVB-H、移动多媒体广播CMMB、地面综合服务数字广播ISDB-T等。

根据DVB-T的标准，有三种已知数据：连续导频(CP)、离散导频(SP)和 传输参数(TPS)，这些导频可用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和 传输模式识别，也能用于跟踪相位噪声。其他数据则包括传输的数据和零数 据，零数据分布在OFDM频谱的两边。连续导频和离散导频信息传输功率大于 传输数据的，其数值由PRBS(伪随机二进制序列)得到，PRBS序列是一连串数 值，每一个对应于一个传输载波，如图2所示，每一个D可以取值为1或0。 将PRBS初始化，使PRBS的第一个输出比特与第一个有效载波重合，PRBS序 列初始状态为：1111111111100...。在每个使用的载波上由PRBS产生一个新 的数值。

在DVB-T中，有两种工作模式，根据DVB-T标准规定的FFT大小将OFDM 符号划分成2K模式和8K模式的OFDM符号，在给定的OFDM符号中包括的连 续导频具有对应的指定位置。这些指定位置也可以与另一个给定的OFDM符号 中的指定位置不同。在DVB-T2K模式中，一个OFDM符号对应采用2048个副 载波，其中包括45个连续导频。在DVB-T8K模式中，一个OFDM符号对应采 用8192个副载波，其中包括177个连续导频。如下表1所示：

表1

在含有导频的多载波系统中，由于每个OFDM的公共相差不一致，为了尽 可能地降低相位偏差对系统造成的影响，需要分别对各个公共相差(CPE)进 行补偿。本发明利用连续导频进行公共相差估计，下面通过实施例对本发明 提供的正交频分复用系统公共相差补偿方法加以说明。

实施例一

图3是本实施例提供的正交频分复用系统公共相差补偿方法流程图，如 图3所示，本实施例的正交频分复用系统公共相差补偿方法包括以下步骤：

步骤S101、提取快速傅里叶变换FFT输出数据中的连续导频的载波位置 序号集Γ。

获取如图1所示的OFDM系统中经过FFT输出的数据，并提取连续导频的 载波位置序号集，具体包括：

步骤S101_1、获取所述连续导频在OFDM符号中非零数据部分的位置序号 集B0

图4是DVB-T2K模式下OFDM频谱数据分布示意图，如图4所示，图中 阴影部分为非零数据部分，非阴影部分为补零的零数据部分。非零数据部分 分别包括852和853个副载波，如表1所示，可以得到连续导频在非零数据 部分的位置序号集B₀＝{0 48 54 87 141 156 192 201 255 279 282 333 432 450 483 525 531 618 636 714 759 765 780 804 873 888 918 939 942 969 984 1050 1101 1107 1110 1137 1140 1146 1206 1269 1323 1377 1491 1683 1704}。

步骤S101_2、所述位置序号集B₀中各元素与所述OFDM符号起始端所包 含的零数据的个数之和，为所述FFT输出数据中的连续导频的载波位置序号 集Γ。

从图4中可以看出，OFDM符号起始端包含的零数据个数为172，则将位 置序号集B₀中各元素加上172，即可得到FFT输出数据中连续导频的载波位置 序号集Γ＝B₀+172。

步骤S102、根据所述载波位置序号集Γ中的位置序号，将当前OFDM符号 中所述位置序号的载波，与前一OFDM符号中相同所述位置序号的载波的共扼 相乘得到导频差分值，根据所述导频差分值得到所述当前OFDM符号和前一 OFDM符号之间的公共相差增量。

步骤S102_1、将当前OFDM符号位置序号m的载波与前一OFDM符号 中相同位置序号m的载波的共轭相乘，得到当前OFDM符号与前一OFDM 符号之间相同位置序号m的导频差分值，其中m＝1，2，...，M，M为一个OFDM 符号中包含的连续导频个数。

假设Γ_m为Γ中第m个值，在载波频偏和采样频偏可以忽略的条件下，载 波可表示为：

$Y_{i,{\Gamma }_m}=X_{i,{\Gamma }_m}{H}_{i,{\Gamma }_m}{e}^{j{\Phi }_i}---\left(3\right)$

其中，为第i个OFDM符号中第m个位置序号的载波，为发送端 第i个OFDM符号中第m个位置序号的载波，为第i个OFDM符号中第m个 位置序号的发送端与接收端之间的传输系数，为第i个OFDM符号与基准符 号之间的公共相差。

将相同位置序号的载波与的共轭相乘，得到相同位置序号m 的导频差分值。

相同位置序号m的导频差分值可表示为：

$R_{i,{\Gamma }_m}=Y_{i,{\Gamma }_m}·Y_{i-1,{\Gamma }_m}^{\prime }---\left(4\right)$

其中，为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号中第m个位置序号 的导频差分值，为第i-1个OFDM符号中第m个位置序号的载波的共 轭。

在多载波系统里，连续的两个OFDM时间内信道可认为近似不变，即有：

$H_{i,{\Gamma }_m}\approx H_{i-1,{\Gamma }_m}---\left(5\right)$

如果Γ_m对应的位置为连续导频数据，则对应的位置也为连 续导频数据，则将表达式3代入到上述表达式4中，可以但不限于简化为：

$R_{i,{\Gamma }_m}=e^{j2\mathrm{\pi \Delta }{\bar{\Phi }}_i}{\left|H_{i,{\Gamma }_m}\right|}^2{\left|X_{i,{\Gamma }_m}\right|}^2---(6-1)$

其中，为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号的公共相差增量， 为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号相同位置序号m的导频差分 值，从而得到当前OFDM符号与前一OFDM符号之间相同位置序号m的导频差 分值与公共相位差增量之间的关系式。

步骤S102_2、对M个所述相同位置序号的导频差分值求和，得到所述当 前OFDM符号与前一OFDM符号之间的导频差分值。

对上述表达式6-1进行求和处理，得到当前OFDM符号与前一OFDM符号 之间的导频差分值R_i与公共相位差增量之间的关系式，具体为：

$R_i=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{R}_{i,{\Gamma }_m}=e^{j2\mathrm{\pi \Delta }{\bar{\Phi }}_i}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}\left({\left|H_{i,{\Gamma }_m}\right|}^2{\left|X_{i,{\Gamma }_m}\right|}^2\right)---(7-1)$

其中，为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号中第m个位置序号 的导频差分值，为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号的公共相差增 量，为第i个OFDM符号的第m个位置序号的发送端与接收端之间的传 输系数，为发送端第i个OFDM符号的第m个载波，R_i为第i个OFDM符 号与第i-1个OFDM符号的导频差分值，M为一个OFDM符号中包含的连续导频 个数。

步骤S103、利用所述导频差分值与公共相差增量之间的关系式得到所述 当前OFDM符号与前一OFDM符号之间的公共相差增量

根据表达式6-1或表达式7-1可以计算得到当前OFDM符号与前一OFDM 符号之间的公共相差增量具体为：

$\Delta {\bar{\Phi }}_i=\arctan \left(R_i\right)=\arctan \left(\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{R}_{i,{\Gamma }_m}\right)---\left(8\right)$

值得一提的是，对于采用DBPSK调制方式的连续导频，步骤S102_1中相 同位置序号m的导频差分值与公共相位差增量之间的关系式，可 以但不限于简化成：

$R_i=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{R}_{i,{\Gamma }_m}=e^{j2\mathrm{\pi \Delta }{\bar{\Phi }}_i}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}({\left|H_{i,{\Gamma }_m}\right|}^2·X_{i,{\Gamma }_m}·{\left(X_{i-1,{\Gamma }_m}\right)}^{\prime })---(6-2)$

其中，为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号中第m个位置序号 的导频差分值，为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号的公共相差增 量，为第i个OFDM符号的第m个位置序号的发送端与接收端之间的传 输系数，为发送端第i个OFDM符号的第m个载波，为发送 端第i-1个OFDM符号的第m个载波的共轭，R_i为第i个OFDM符号与第i-1个 OFDM符号的导频差分值，M为一个OFDM符号中包含的连续导频个数。

相应地，步骤S102_2中当前OFDM符号与前一OFDM符号之间的导频差分 值与公共相差增量之间的关系式，具体为：

$R_i=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{R}_{i,{\Gamma }_m}=e^{j2\mathrm{\pi \Delta }{\bar{\Phi }}_i}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}({\left|H_{i,{\Gamma }_m}\right|}^2·X_{i,{\Gamma }_m}·{\left(X_{i-1,{\Gamma }_m}\right)}^{\prime })---(7-2)$

由于表达式6-2或表达式7-2中得到的导频差分值，它的实部有可能为 负数，这样对于OFDM系统而言，就会有一个相位模糊度，产生相位偏差。因 而，在计算公共相差增量之前，通常还会对表达式6-2或表达式7-2所 得到的导频差分值的实部进行取绝对值处理，将处理后的导频差分值用于计 算所述当前OFDM符号与前一OFDM符号之间的公共相差增量

步骤S104、将当前OFDM符号之前所有的公共相差增量之和作为当前OFDM 符号与基准OFDM符号之间的公共相差。

预先选定一个基准OFDM符号，通常可以选取OFDM系统中最初开始经过 FFT变换后的输出数据为基准OFDM符号，当然也可以任意选取其中一个OFDM 符号为基准OFDM符号，从该基准OFDM符号开始进行公共相差的补偿。

对于当前OFDM符号的公共相差，则对当前OFDM符号之前所有的公共相 差增量进行累加求和。以第i个OFDM符号为例，其与基准OFDM符号之间 的公共相差Φ_i为：

${\Phi }_i=\underset{r=1}{\overset{i}{\Sigma }}\Delta {\bar{\Phi }}_r---\left(9\right)$

步骤S105、利用所述公共相差对所述当前OFDM符号进行公共相差补偿。

根据设定的补偿模式，得到当前补偿模式下的所述公共相差的复指数， 并将所述复指数与当前OFDM符号中对应的FFT输出数据的乘积作为当前OFDM 符号公共相差补偿后的输出。也就是说，通过以相反方向旋转来自FFT输出 数据来补偿公共相差。

设定的补偿模式优选地采用分别对当前OFDM符号中各个序号位置的载波 相应补偿的方式，即：

${\bar{Y}}_{i,{\Gamma }_m}=Y_{i,{\Gamma }_m}·e^{-j{\Phi }_i}---\left(10\right)$

其中，为补偿后的第i个OFDM符号中第m个位置序号的载波，为第i个OFDM符号中第m个位置序号的载波，Φ_i为第i个OFDM符号与基准符 号之间的公共相差，为第i个OFDM符号与第i-1个OFDM符号的公共相 差增量。

为第i个OFDM符号相对于第i-1个OFDM符号的公共相差增量，如 果以第i-1个OFDM符号的公共相差为基准值，则第i个OFDM符号补偿的公共 相差Φ_i即为代入表达式10，进行公共相差补偿。

如果以Φ₀对应的OFDM符号的公共相差为基准值，则第i个OFDM符号需 要补偿的公共相差Φ_i为表达式9所示，代入表达式10，进行公共相差补偿。

同理，对于DVB-T8K模式也可以采用相同的公共相差补偿方法，将系统 的公共相差补偿到一个基准值，具体过程与本实施例提供的DVB-T2K模式的 公共相差补偿方法相类似，于此不再赘述。

以上是对本发明所提供的方法进行的详细描述，下面对本发明提供的正 交频分复用系统公共相差补偿装置进行详细描述。

实施例二

图5是本实施例提供的正交频分复用系统公共相差补偿装置示意图，如 图5所示，本实施例的正交频分复用系统公共相差补偿装置包括：序号提取 单元10、导频差分单元20、增量计算单元30、公共相差计算单元40、补偿 单元50和实部处理单元60。

序号提取单元10用于提取快速傅里叶变换FFT输出数据中连续导频的载 波位置序号集Γ。

序号提取单元10获取如图1所示的OFDM系统中经过FFT输出的数据， 并提取连续导频的载波位置序号集。

序号提取单元10具体包括：位置提取子单元101和位置计算子单元102。

位置提取子单元101用于获取连续导频在OFDM符号中非零数据部分的位 置序号集B₀。

图4是DVB-T2K模式下OFDM频谱数据分布示意图，如图4所示，图中 阴影部分为非零数据部分，非阴影部分为补零的零数据部分。非零数据部分 分别包括852和853个副载波，如表1所示，可以得到连续导频在非零数据 部分的位置序号集B₀＝{0 48 54 87 141 156 192 201 255 279 282 333 432 450 483 525 531 618 636 714 759 765 780 804 873 888 918 939 942 969 984 1050 1101 1107 1110 1137 1140 1146 1206 1269 1323 1377 1491 1683 1704}。

位置计算子单元102用于将所述位置序号集B₀中各元素与所述OFDM符号 起始端所包含的零数据的个数之和，作为所述FFT输出数据中的连续导频的 载波位置序号集Γ。

从图2中可以看出，OFDM符号起始端包含的零数据个数为172，则将位 置序号集B₀中各元素加上172，即可得到FFT输出数据中连续导频的载波位置 序号集Γ＝B₀+172。

导频差分单元20用于根据序号提取单元10得到的载波位置序号集中的 位置序号，将当前OFDM符号中所述位置序号的载波，与前一OFDM符号中相 同所述位置序号的载波的共扼相乘得到导频差分值。

导频差分单元20具体包括：第一差分子单元201和第二差分子单元202。

第一差分子单元201用于将当前OFDM符号位置序号m的载波与前一 OFDM符号中相同位置序号m的载波的共轭相乘，得到当前OFDM符号与 前一OFDM符号之间相同位置序号m的导频差分值，其中m＝1，2，...，M， M为一个OFDM符号中包含的连续导频个数。

在DVB-T 2K模式下，M＝45。

假设Γ_m为Γ中第m个值，在载波频偏和采样频偏可以忽略的条件下，载 波如表达式3所示。

第一差分子单元201将相同位置序号的载波与的共轭相乘， 得到相同位置序号m的导频差分值。

相同位置序号m的导频差分值如表达式4所示。

在多载波系统里，连续的两个OFDM时间内信道可认为近似不变，即有如 表达式5所示的关系式。

如果Γ_m对应的位置为连续导频数据，则对应的位置也为连 续导频数据，则将表达式3代入到上述表达式4中，简化为如表达式6-1所 示的关系式，从而得到当前OFDM符号与前一OFDM符号之间相同位置序号m的 导频差分值与公共相位差增量之间的关系式。

第二差分子单元202用于对M个所述相同位置序号的导频差分值求和， 得到所述当前OFDM符号与前一OFDM符号之间的导频差分值。

对表达式6-1进行求和处理，得到当前OFDM符号与前一OFDM符号之间 的导频差分值R_i与公共相位差增量之间的关系式，具体如表达式7-1所 示。

增量计算单元30用于根据所述导频差分值得到所述当前OFDM符号和前 一OFDM符号之间的公共相位差。

具体地，增量计算单元30用于利用所述导频差分值与公共相差增量之间 的关系式得到所述当前OFDM符号与前一OFDM符号之间的公共相差增量根据表达式6-1或表达式7-1可以计算得到当前OFDM符号与前一OFDM 符号之间的公共相差增量具体如表达式8所示。

值得一提的是，对于采用DBPSK调制方式的连续导频，第一差分子单元 201所采用的相同位置序号m的导频差分值与公共相位差增量的 关系式，还可以简化成如表达式6-2所示。

相应地，第二差分子单元202所采用的当前OFDM符号与前一OFDM符号 之间的导频差分值与公共相差增量之间的关系式具体如表达式7-2所示。

由于表达式6-2或表达式7-2中得到的导频差分值，它的实部有可能为 负数，这样对于OFDM系统而言，就会有一个相位模糊度，产生相位偏差。因 而，在利用增量计算单元30计算得到公共相差增量之前，该装置通常还 会包括实部处理单元60。实部处理单元60用于对导频差分单元20中第二差 分子单元202计算得到的导频差分值的实部进行取绝对值处理，即，对表达 式6-2或表达式7-2所得到的导频差分值进行处理，将处理后的导频差分值 返回给增量计算单元30，用以计算所述当前OFDM符号与前一OFDM符号之间 的公共相差增量

公共相差计算单元40用于将增量计算单元30计算得到的当前OFDM符号 之前所有的公共相差增量之和，作为当前OFDM符号与基准OFDM符号之间的 公共相差Φ_i。

预先选定一个基准OFDM符号，通常可以选取OFDM系统中最初开始经过 FFT变换后的输出数据为基准OFDM符号，当然也可以任意选取其中一个OFDM 符号为基准OFDM符号，从该基准OFDM符号开始进行公共相差的补偿。

公共相差计算单元40对于当前OFDM符号的公共相差，则对当前OFDM符 号之前所有的公共相差增量进行累加求和。以第i个OFDM符号为例，其 与基准OFDM符号之间的公共相差Φ_i如表达式9所示。

补偿单元50，用于利用公共相差计算单元40计算得到的所述公共相差 Φ_i，对所述当前OFDM符号进行公共相差补偿。

具体地，补偿单元50根据设定的补偿模式，得到当前补偿模式下的所述 公共相差Φ_i的复指数，并将所得到的复指数与当前OFDM符号中对应的FFT 输出数据的乘积作为当前OFDM符号公共相差补偿后的输出。也就是说，通过 以相反方向旋转来自FFT输出数据来补偿公共相差。

其中，设定的补偿模式优选地采用分别对当前OFDM符号中各个序号位置 的载波相应补偿的方式，即如表达式10所示。

如果以Φ₀对应的OFDM符号的公共相差为基准值，则第i个OFDM符号需 要补偿的公共相差Φ_i为表达式9所示，代入表达式10，进行公共相差补偿。

同理，对于DVB-T8K模式也可以采用相类似的公共相差补偿装置，将系 统的公共相差补偿到一个基准值，具体的配置内容与本实施例提供的DVB-T2K 模式的公共相差补偿装置相类似，于此不再赘述。

本发明提供的正交频分复用系统公共相差补偿方法和装置，利用连续导 频相同位置序号的导频差分值，依次计算两个连续的OFDM符号之间的公共相 差增量，并累加计算得到当前符号与基准符号之间的公共相差，确定系统需 要补偿的公共相差。相较于现有技术，本发明并不直接去除公共相差，即可 将每个OFDM符号的公共相差都补偿到一个基准值，从而降低公共相差对系统 的影响，提高OFDM系统接收的性能，适用于各种已知固定位置已知数据的连 续导频(如DVB-T/H、CMMB等)，也适用于已知固定位置未知数据的导频(如 ISDB-T等)。

专业人员应该还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的 各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来 实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能 一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来 执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每 个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为 超出本发明的范围。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理 器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器 (RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、 寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式 的存储介质中。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行 了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而 已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做 的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。